三相电力电子负载并网变换器研究

Proceedings of the CSEE Vol.30 No.24 Aug.25, 2010 ©2010 Chin.Soc.for Elec.Eng.

1

(2010) 24-0001-07 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470⋅40 文章编号：0258-8013

三相电力电子负载并网变换器研究

吴振兴，邹旭东，黄清军，张哲宇，邹云屏

(电力安全与高效湖北省重点实验室(华中科技大学)，湖北省 武汉市 430074)

Research on Grid Connection Converter of Three-phase Power Electronic Load

WU Zhen-xing, ZOU Xu-dong, HUANG Qing-jun, ZHANG Zhe-yu, ZOU Yun-ping

(Hubei Electric Power Security and High Efficiency Key Lab (Huazhong University of Science and Technology),

Wuhan 430074, Hubei Province, China)

ABSTRACT: A main circuit topology of three-phase power electronic load (PEL) was proposed. The grid connection converter should feedback the active power absorbed by simulation converter in order to maintain the DC bus voltage; on the other hand, it should have the ability to compensate the reactive and harmonic current produced by the device being tested. This paper applied variable step-size adaptive algorithm to detect the reactive and harmonic current of device being tested, at the same time, based on αβ coordinate system, a current control strategy, which was repetitive controller, and PI controller series connection was proposed. Simulations and experiments indicated the advantages of the harmonic detecting system and the current tracking system, and the efficiency of the whole system include the device being tested was higher than 75%. KEY WORDS: three-phase power electronic load; variable step-size adaptive filter; grid connection converter; repetitive controller; PI controller

摘要：提出一种三相电力电子负载的主电路拓扑，其中的并网变换器一方面将模拟负载变换器发出或吸收的有功功率高效的回馈电网，另一方面还具有一定的补偿被试电源所产生的无功及谐波的能力。应用一种新型的变步长自适应算法对被试电源输入电流谐波进行检测，同时，基于静止同步坐标系，设计一种重复控制器+PI控制器串联的复合控制器对并网电流指令进行跟踪。仿真及实验证明，检测系统具有较好的检测精度及动态性能，应用该控制方法，系统对于并网电流指令具有较小的稳态跟踪误差以及较好的动态响应，同时，电网电流具有单位功率因数及较低的谐波电流，包含被试电源在内整机效率可达75%以上。

基金项目：国家自然科学基金项目(50977036)；湖北省自然科学基金项目(2007ABA051).

Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50977036); Project Supported by Natural Science Foundation of Hubei Province (2007ABA051).

关键词：三相电力电子负载；变步长自适应滤波；并网变换器；重复控制器；PI控制器

0 引言

电力电子负载[1-12](power electronic load，PEL)

作为一种高效节能的考核电源设备性能指标的装置，因其特性灵活可变，被广泛应用于直流电源、UPS、变频电源的出厂试验。近年来，国内外学者重视PEL的研究工作，对其进行深入地研究，并正在开发各种不同设备。

并网变换器的首要任务是将模拟负载变换器吸收或发出的有功功率有效地回馈电网，另外还希望其能够补偿被试电源所产生的部分无功功率及谐波，减少整个试验系统对电网的污染。为了达到以上目标，本文应用变步长自适应算法[13-14]对被试电源所产生的无功及谐波进行检测，并设计一种重复控制器+PI控制器串联的复合控制器[15-17]对并网电流指令进行跟踪。仿真及实验结果证明：将25次以下谐波信号均作为权值进行自适应滤波，则谐波分量对收敛步长及权值的影响被基本消除，保证了谐波检测的稳态精度；由于低次谐波分量的加入，并网电流指令为非线性电流指令，复合控制器对其具有很好的跟踪效果，保证了系统具有单位功率因数的输入电流及电流含有较小的谐波含量。

1 三相PEL主电路结构

三相PEL主要由模拟负载变换器(simulation converter，SC)与并网变换器(grid connection converter，GCC)构成，其主电路如图1所示。①为三相电网，isa、isb、isc为电网电流；②为∆/Y连接的三相隔离变压器；③为GCC，包括三相IGBT桥

2 中 国 电 机 工 程 学 报

6iLaiLbiLc32iaibicisa isb isc 1 ~ usa

~ u sb~ usc 第30卷

被试电源5 iL2aiL2biL2c+ uac− 4 L2 L1

图1 三相电力电子负载主电路结构图 Fig. 1 Block diagram of the three-phase PEL

以及三相电感L1，ia、ib、ic为并网电流，其主要功能是维持直流母线电压恒定，同时补偿被试电源产生的部分无功及谐波；④为直流母线；⑤为SC，包括三相IGBT桥以及三相电感L2，其主要功能是采用直接电流控制方式，使得输入电流准确跟踪电流指令，灵活模拟各种负载特性；⑥为三相被试电源装置(device being tested，DBT)。

差跟踪。而αβ坐标系没有耦合，控制系统可以设计，所以本文的控制系统全部基于αβ坐标系设计，三相GCC的控制原理图如图2所示，采用直流电压外环、并网电流内环的双环控制策略，其中电压外环采用PI控制器，其输出控制量经过dq/αβ变换，再分别与DBT输入电流的无功及25

**

次以下谐波电流指令iαqh及iβqh相叠加，分别作为**αβ 坐标系下的并网电流指令iα及iβ，通过电流环

2 GCC控制系统设计

2.1 GCC控制系统原理简介

由于谐波电流转换到dq坐标系下为交流量，

而且dq轴上向量互相耦合，所以传统的基于dq坐标系下的PI控制器对并网电流指令无法实现无静

* udc 控制器Gi的控制，达到维持直流电压恒定及补 偿DBT无功及谐波的目的。其中DBT输入电流的谐波检测及电流环控制器Gi的设计是本文研究的重点。

+ − usα1/(Ls+R)usβ1/(Ls+R)iβiα− + io 1/Cs + − PI 0 dq/αβ* iαqh + i* + α + − iβ* qh * + iβ + + − Gi+ − KPWMαβ/abc Gi+ − KPWM+ − 图2 GCC控制系统原理框图

Fig. 2 Simplified control system of GCC

2.2 DBT输入谐波的变步长自适应检测算法

包含无功及谐波分量的三相DBT输入电流为 ⎧iLa(t)=Ipcos(ωt+θ1)+Iqsin(ωt+θ1)+⎪∞

⎪ ∑Icos(nωt+θ)

nn

⎪n=2⎪

iLb(t)=Ipcos(ωt+θ1−120°)+Iqsin(ωt+θ1−⎪⎪∞ (1) ⎨

Intωθ 120°)+cos(+−120°)∑nn⎪

n=2

⎪

⎪iLc(t)=Ipcos(ωt+θ1+120°)+Iqsin(ωt+θ1+⎪∞

⎪ 120°)+∑Icos(nωt+θ+120°)

nn

⎪n=2⎩

则经过abc/αβ变换以后，αβ轴电流均可以分解为基波有功分量iLP、基波无功分量iLq及谐波分量

iLh，即

∞

⎡⎤IcosωtIsinωtIcos(nωtθ)+++∑LαpLαqLαhn⎥⎡iLα⎤⎢n=2⎢⎥(2) ⎢i⎥=∞⎥⎣Lβ⎦⎢Isinωt+Icosωt+Isin(ωθ)+nt⎢LβpLβqLβh∑n⎥

n=2⎣⎦

由式(2)可以看出，有功分量在αβ坐标轴上分别为余弦量和正弦量，而无功分量在αβ坐标轴上分别为正弦量和余弦量，剩下的即为谐波分量，因此可以通过自适应算法对基波有功、基波无功及谐波进行分离。

以α轴为例，传统的自适应检测算法原理图如图3所示，将coskT及sinkT作为向量，与其对应的基波有功幅值Iαp1(kT)及无功幅值Iαq1(kT)作为权

第24期

吴振兴等：三相电力电子负载并网变换器研究 3

cos kT Iαp1(kT) sin kT y(kT) Iαq1(kT) + + iα(kT) + − e(kT)自适应算法 图3 传统的自适应谐波检测算法原理图 Fig. 3 Block diagram of the traditional

adaptive algorithm

值，则稳态时第k个采样周期的采样值iα(kT)与期望输出信号yα(kT)的差值e(kT)即为总谐波。这种传统的自适应算法在DBT输入谐波检测中的应用效果并不理想，原因是算法中第k+1个采样周期的步长计算式及权值计算式中都需要用到e(kT)，而e(kT)中含有大量的谐波可能导致步长无法收敛于恒定的较小值，同时权值的稳态收敛值中也含有严重的谐波分量，严重影响了检测的稳态精度[18]。传统的自适应检测算法步长及权值的稳态波形如图4所示。

0.8 0.6 长步0.4 0.2 0.0

0.06 0.08 0.10 0.12 0.14

t/s

(a) 步长稳态波形 28

A26 /值权24 22

20

0.60 0.65 0.70 0.75

t/s

(b) 权数稳态波形 图4 传统自适应算法相关波形

Fig. 4 Curves of traditional adaptive algorithm

考虑DBT输入为不控整流桥+LC滤波，其典型的输入电流波形及频谱如图5所示。由图5可知，电流谐波次数呈6k±1次分布，且含量主要集中在25次以下，因此只要在e(t)中消除了25次以下谐波，其剩余部分对步长因子以及权值的影响基本可以忽略，谐波检测的精度也就得到了保证；同时，如果GCC能够对DBT输入电流的25次以下谐波进行较好的补偿，则DBT对电网的污染很小。

基于以上分析，本文对传统的自适应算法进行改进，将各低次谐波均作为向量，一组向量为 Xα(t)={x(1)x(2)x(3)x(4)…x(17)x(18)}=

{cosωtsinωtcos5ωtsin5ωt…cos25ωtsin25ωt} (3)

相应的权值也增加为18个，

α轴上的算法的原 20 A/i0−20

0.340.350.36 0.37 0.38 0.39t/s

12

值8幅40

0

10

20 30 40 50 谐波次数

图5 典型的DBT输入电流波形及频谱

Fig. 5 Waveforms and spectrums of

typical harmonic current

理框图如图6所示，图6中i*

αqh即为包含无功的α轴谐波指令，同理可以计算得到β轴谐波指令i*βqh。

其中权值更新算法及步长更新算法分别为

wi[(k+1)T]=wi(kT)+2u*xi(kT)⋅

e(kT) , i=1,2......18

(4)

µ[(k+1)T]=αµ(kT)+λe2(kT) (5)

iLaiα(kT)e(kT) iLb+cos kT W1(k+1)Tiabc/αβ − Lciβ(kT)y(kT)u(kT) (4)iWα1(kT) p1e(kT) ++ cos kT sin kT W2(k+1)Tiα*qh =iαq1+iαhiαq1W(kT) u(kT) (4)2++ sin kT e(kT) iWkT) cos25 kT W17(k+1)Tαh2517(cos kTu(kT) (7)sin kT++ sin25 e(kT) uabW(kTkT) 18sin25 kT W18(k+1)TPLLu(kT) (4)cos25 kTiαhq25cos25 kT sin25 kTe(kT) u(kT) (5)u(k+1)T

图6 采用低次谐波消除的自适应无功及谐波检测算法原理 Fig. 6 Proposed adaptive algorithm for reactive and

harmonic current detection

图7为本文所采用的自适应算法的步长及权值稳态波形，图7(a)中由于e(t)中仅含有少量的高次谐波，与图4(a)比较，步长收敛值较小，波形平稳。图7(b)中的基波权值稳态波形比较平稳，仅含有少

0.8 0.6长步0.40.20.0

0.06

0.08

0.10 0.12 0.14

t/s

(a) 步长稳态波形

4

中 国 电 机 工 程 学 报 第30卷

28.82

A/值权23.81

23.80

0.60 0.65 0.70 0.75

t/s

(b) 权数稳态波形

图7 改进的自适应算法相关波形

Fig. 7 Curves of proposed adaptive algorithm

量的高次谐波，谐波检测系统的稳态精度得到了保障。

2.3 并网电流内环控制方法

设L=3 mH，r=0.6 Ω，f=9.6 kHz，以α轴为例，考虑控制滞后一拍，应用零阶保持器法离散化，则控制对象的z域传函为

G0.034 36

p=z(z−0.979 4) (6)

设计PI调节器，使得闭环系统带宽等于25次谐波频率1.25 kHz，则调节器传函为

G9.94(z−0.979 4)pi=z−1

(7)

分别画出系统开环和闭环波德图，如图8所示，系统对带宽以内的信号具有较好的幅值跟踪精度，但是相位失真却很严重，基频处为−5.47°，而且指令信号频率越高，失真度越大，因此传统的PI控制器无法保证电流环对稳态精度以及动态性能的要求。

30 Bd/值10 开环

幅闭环

−10 0 )−90 闭环

°(/位−180 −270 开环

相−360 −450 101 102 103 104

f/Hz

图8 PI控制的系统开环和闭环波德图

Fig. 8 Open-loop Bode diagram and closed-loop

Bode diagram of PI controller

基于内模原理的重复控制器具有良好的鲁棒性与稳态性能，它已经被广泛应用于电力电子波形控制中；重复控制器对于周期性指令信号可以获得近乎无差的跟踪特性，而对于外部周期性扰动以及当控制对象与所建立模型失配，或参数因为环境等而发生变化等因素具有较好的抑制能力，故本文也引入了重复控制器。同时，为了改善传统的重复控制器动态性能较慢的问题，本文采用重复控制器与

PI调节器串联的复合控制器，电流内环的控制系统框图如图9所示。其中Gpi(z)即按照式(7)设计的PI调节器，稳态时，重复控制器可以补偿PI调节器对指令的周期性的稳态误差；而动态过程中，由于重复控制器响应速度延迟一个基波周期，而PI调节器的响应时间一般为几个开关周期，所以动态性能完全由PI调节器决定，因此复合系统的稳态精度和动态性能均能够得到较好的保障。

iα*+ iα−Krz−(N−k) S++ (z) ++ −Gpi(z)Gp(z) 0.95z−N

图9 并网电流内环控制系统框图

Fig. 9 Control block diagram of GCC output current loop

重复控制对象即为经过PI调节器闭环校正过的系统，基于图8中的闭环波德图，控制对象的中低频段增益近似为0 dB，只需要进行相位补偿即可，高频段衰减斜率有限，为了加快高频衰减，提高系统的稳定性，S(z)设计为一个截止频率为 1.5 kHz的二阶低通滤波器，其传函为

S(z)=0.296 4 z+0.185 1

z2−0.768 3 z+0.249 7

(8)

根据波德图设计相位补偿环节zk使得补偿以后的控制对象在中、低频段近似具有零相移，则k=5，分别画出重复控制对象、补偿器S(z)z5及补偿过后对象的波德图，如图10所示，补偿过后，重复控制对象在中低频段具有零增益、零相移特性，因此在频带以内，重复控制器对PI调节器的稳态跟踪误差进行较好的消除。

S(z)z5

0BGrp(z)

d/值−20幅−40S(z)z5 Grp(z)

1 080

)°(S(z)z5

/位360相−360

S(z)z5 Grp(z) Grp(z) 101

102

103 104

f/Hz

图10 控制对象、补偿器和补偿之后波德图

Fig. 10 Bode diagram comparison of

Grp(z),S(z)z5 and Grp(z)S(z)z5

3 仿真验证

基于上文的分析及设计，本文应用Matlab6.5对三相PEL并网变换器进行了仿真，图11~13为仿真结果。

第24期 吴振兴等：三相电力电子负载并网变换器研究 5

图11为α轴电流谐波检测算法的动态响应波形。从上到下依次是：DBT输入相电流iLα，算法

50 iL 0 α

−50

50 iαp1 0 −50 A20 /i 0 −20 iαh 40 20 w1α

0

0.11

0.13 0.15

0.17 0.19

t/s

图11 α轴电流自适应谐波检测动态响应波形

Fig. 11 Dynamic response waveforms of

α axis adaptive algorithm

25 30 15 i* α* 10 iβ A 5 /i−5 i A/iβ α i−10

−15 −25 −30

1.335 1.345 1.355 1.365 1.335 1.345 1.3551.365t/s t/s (a) α轴电流给定与反馈波形

(b) β 轴电流给定与反馈波形

图12 复合控制算法的稳态跟踪效果波形 Fig. 12 Steady-state tracking waveforms of

proposed control strategy

40 8 BAd/aL 0

/值0 i幅−40 1.34

1.36 1.38

4

0

10 20

t/s

谐波次数

(a) DBT电流波形

40 8 B Ad/a 0

/i值4 幅−40 1.34

1.36 1.38

0

0 10 20

t/s

谐波次数

(b) GCC输出电流波形

20

0.6 BAd 0 /0.4 /asi值幅0.2 −20 1.34

1.36 1.38

0.0

0 10 20

t/s

谐波次数

(c) 电网电流波形

图13 模拟10 kW阻性负载时并网侧稳态波形 Fig. 13 Waveforms and spectrums when PEL simulates

10kW resistant load

输出基波有功电流iαp1，无功及谐波检测电流iαh，基波有功电流权数w1α，

其中w1α的动态响应即反映了检测算法的动态性能。0.14 s时，DBT输入电流突加50%，算法迅速响应，调节时间在10 ms以内，且收敛值比较平稳，基波有功电流稳态检测波形正弦度较好，能够满足并网变换器对谐波检测快速性的要求。

图12为复合控制算法的稳态跟踪效果波形，无论是α轴还是β轴，

本文所设计的复合控制器均可以对包含25次以下谐波分量的非线性电流指令进行较好的跟踪，且稳态误差较小。

图13为模拟10 kW阻性负载时并网侧稳态波形。图13(a)显示此时DBT吸收的总有功电流幅值为23.91 A，

图13(b)显示GCC回馈有功电流幅值为19.81 A，因此电网仅需提供大约4.1A的有功电流

作为系统的总损耗即可。另外由于GCC对DBT所吸收的谐波进行了补偿，图13(c)中电网电流中25次以下谐波含量大大降低，比如5次仅为0.56 A，而7次仅为0.4 A，与GCC仅回馈有功相比，电网电流谐波改善明显。

4 实验结果及分析

为了进一步验证本文的分析与设计，搭建了一台三相PEL实验样机，系统选用参数如下：电网线电压380 Vrms，频率50 Hz，直流电压700 V，开关频率9.6 kHz，GCC输入电感3 mH，直流母线电容

4 700 µF，主控芯片为TMS320F2812。DBT为一台

10 kVA三相逆变器，其输入为不控整流桥+LC滤波，其中L=6.6 mH，C=4 700 µF。图14~17为实验波形，需要说明的是，图16中自适应算法输出曲线是DSP内部数据通过T3PWM口接RC滤波获得。

图14为A相自适应算法稳态检测波形及频谱。

从图14(a)中可以看出，25次以下谐波分量是负载

电流畸变的主要原因，而25次以上谐波含量较小。从频谱分析的对比上可以看出，图14(b)中的各次谐波幅值与图14(a)中基本相等，

验证了本文所采用的检测算法具有较好的实际稳态检测精度，能够较准确的检测出25次以下各次谐波的幅值。

图15为DBT输入功率突加时，检测算法的动

态响应波形，通过将曲线2与图11(a)中的曲线3比较可以看出，实验中检测算法的动态响应曲线与仿真具有较好的吻合度。DBT输入功率突变时，仅经过不到半个基波周期，算法输出便跟踪上DBT

6 中 国 电 机 工 程 学 报

第30卷

输入电流的变化，且谐波指令收敛波形比较平稳。

图16为SC模拟7 kW有功负载时，A相DBT输入电流、GCC输入并网电流及电网电流稳态波形及频谱。从频谱分析对比可以看出，此时，DBT输入有功电流幅值为16.2 A，GCC回馈电网的基波有功电流幅值为12.2 A，即包括DBT在内，整机效率达到了75.3%，实现了对DBT性能测试的过程中节能的目标，同时GCC几乎完全补偿了DBT输入电流的25次以下谐波，经过GCC的有功电流回馈及谐波补偿以后，电网只需要提供大概幅值为4.3 A的基波有功电流，且电网电流中只含有少量的25次以上高次谐波分量，波形的正弦度较好，因此具有谐波补偿功能的GCC能够较好的减少DBT对电网的污染。

图17为DBT输入功率突变时，电网电流的动态响应波形。由于重复控制器的控制效果滞后一个基波周期，所以在谐波跟踪的动态过程中主要是PI 控制器起作用，而实际上PI控制器具有较好的动态

4.5 3.5 )格Bd//A2.5 值01幅(1.5 aLi0.5 0 600 1 2001 800t(10 ms/格)

f/Hz

(a) DBT输入电流波形及频谱

4.5

3.5 )B格d//A值2.5 0幅11.5 (hai0.5 0 600 1 2001 800t(10 ms/格) f/Hz

(b) 谐波检测波形及频谱

图14 A相稳态检测波形及频谱

Fig. 14 Detecting waveforms and spectrums of phase A

iLa

)格/A 01(iiah t(10ms/格)

图15 动态检测波形

Fig. 15 Dynamic response of harmonic detective algorithm

16 )B12 格d//A值 8 0幅1(a 4 Li 0 0 600 1 2001 800t(10 ms/格)

f/Hz

(a) DBT输入电流波形及频谱

18 14 B)格d//A值10 0幅 6 1(ai 2 0 600 1 2001 800t(10 ms/格)f/Hz

(b) GCC输入电流波形及频谱

5 4 )B格d/3 /A值 0幅2 1(as1 i0 0 600 1 2001 800t(10 ms/格)f/Hz

(c) 谐波检测波形及频谱

图16 GCC稳态实验波形及频谱.

Fig. 16 Waveforms and spectrums of GCC in steady-state

)突减 格)/A格/ 0A 10(1a(Lii突加 t(10 ms/格) t(10 ms/格) (a) DBT输入功率突减

(b) DBT输入功率突加

图17 DBT输入功率突变时，电网电流动态响应波形 Fig. 17 Dynamic response waveforms of grid current

when DBT’s input power change sunddenly

响应，能够在几个开关周期之内就完成对指令的动态跟踪，而且实验中由于将SC控制器中计算出来的d轴输出电流前馈至GCC电压环PI控制器输出，GCC对DBT输入电流的变化具有很快的动态响应，从波形图上可以看出，DBT输入功率突变时，电网电流动态响应时间在半个基波周期以内，一个基波周期以后，重复控制器的作用效果逐渐体现。

5 结论

本文对三相PEL的并网侧变换器进行了相关研究，得出以下结论：1）本文所设计的GCC在回馈有功电流的同时，还能够补偿DBT所需要吸收的

第24期 吴振兴等：三相电力电子负载并网变换器研究 7

大部分低次谐波；2）在αβ坐标系中，设计了基于低

次谐波消除策略的变步长自适应谐波检测算法，通过将被检信号中各低次谐波幅值也作为权值加入到自适应迭代算法，减小了稳态误差及基波权值中的谐波含量，保证了检测算法的稳态精度；3）采用重复控制器与PI控制器串联的复合控制器对GCC电流环进行控制，实现了无静差跟踪。由于PI控制器已经将对象进行校正，简化了重复控制器的设计。仿真及实验结果验证了上述方法的可行性。

参考文献

[1] 陈坚．电力电子学[M]．北京：高等教育出版社，2002：138-198.

Chen Jian．Power Electronics[M]．Beijing：High Education Publisher，2002：138-198(in Chinese).

[2] 胡寿松．自动控制原理[M]．北京：国防工业出版社，1994：236-258.

Hu Shousong．Automation principle[M]．Beijing：National Defence Industry Publisher，1994：236-258(in Chinese) .

[3] 王兆安，杨君，刘进军．谐波抑制和无功功率补偿[M]．北京：机

械工业出版社，1998：271-295.

Wang Zhao’an，Yang Jun，Liu Jinjun．Harmonic reduction and compensation for reactive power[M]．Beijing：China Machine Press，1998：271-295(in Chinese).

[4] 王成智，邹旭东，许云，等．采用改进重复控制的大功率电力电

子负载[J]．中国电机工程学报，2009，29(12)：1-119.

Wang Chengzhi，Zou Xudong，Xu Yun，et al．Improved repetitive control scheme for power electronics load[J]．Proceedings of the CSEE，2009，29(12)：1-119(in Chinese)．

[5] Huang S J，Pai F S．Design and operation of burn-in test system for

three-phase uninterruptible power supplies[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，49(1)：256-263．

[6] Gupta S，Ruth R．Load bank elimination for UPS testing[C]．IEEE

Industry Applications Society Annual Meeting，Seattle，WA，USA，1990．

[7] Chu C L，Chen J F．Self-load bank for UPS testing by circulating

current method[J]．IEEE Proceedings-Electric Power Applications，1994，141(4)：191-196．

[8] Ayres C A，Barbi I．A family of converters for UPS production burn-in

energy recovery[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，1997，12(4)：615-622．

[9] 张崇巍，张兴．PWM整流器及其控制[M]．北京：机械工业出版

社，2003：420-467.

Zhang Chongwei，Zhang Xing．PWM rectifier and it’s control [M]．Beijing：China Machine Press，2003：420-467(in Chinese). [10] Tsai M T，Tsai C．Energy recycling for electrical AC power source

burn-in test[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2000，47(4)：974-976．

[11] 郑连清，王青峰．馈能型电子负载的并网控制[J]．电网技术，2008，

32 (7)：40-45．

Zheng Lianqing，Wang Qingfeng．Grid-connected control of feedback type electronic load[J]．Power System Technology，2008，32(7)：40-45(in Chinese)．

[12] 赵剑锋，潘诗锋，王浔．大功率能量回馈型交流电子负载及其在

电力系统动模实验中的应用[J]．电工技术学报，2006，21(12)：35-39．

Zhao Jiangfeng，Pan Shifeng，Wang Xun．High power energy feedback AC electronic load and its application in power system dynamic physical simulation[J]．Transactions of China Electrotechnical Society，2006，21(12)：35-39(in Chinese)．

[13] Bhim Singh，Kamal Al-Haddad．A review of active filters for power

quality improvement[J]．IEEE Trans. on Industrial Electronics，1999，46(5)：960-971．

[14] Kwong R H，Johnston E W．A variable step size LMS algorithm

[J]．IEEE Transactions on Signal Processing，1992，40(7)：1633-12． [15] Marian P，Kazmierkowski，Malesani L．Current control techniques for

three-phase voltage-source PWM converters：a survey[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，1998，45(5)：691-703． [16] Zhang Kai，Kang Yong，Xiong Jian，et al．Direct repetitive control

of SPWM inverter for UPS purpose[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2003，18(3)：784-792．

[17] 魏学良，戴珂，方昕，等．三相并联型有源电力滤波器补偿电流

性能与改进[J]．中国电机工程学报，2007，27(28)：113-119． Wei Xueliang，Dai Ke，Fang Xin，et al．Performance analysis and improvement of output for three phase shunt active power filter[J]．Proceedings of the CSEE，2003，27(28)：113-119(in Chinese)．

[18] 李辉，吴正国，邹云屏，等．变步长自适应算法在有源滤波器谐

波检测中的应用[J]．中国电机工程学报，2006，26(9)：99-103． Li Hui，Wu Zhengguo，Zou Yunping，et al．A variable step size adaptive algorithm applied to harmonic detection of active filter [J]．Proceedings of the CSEE，2006，26(9)：99-103(in Chinese)．

收稿日期：2010-06-10。 作者简介：

吴振兴(1982—)，博士研究生，研究方向为电力电子变换技术，电力电子与电力传动技术在电力系统中应用，40999794@163.com；

邹旭东(1974—)，男，博士，副教授，研究方向为电能存储与变换、新能源发电、电力电子与电

吴振兴

力传动技术在电力系统应用，doublyfed@sina.com；

黄清军(1984—)，硕士生，研究方向为电力电子变换技术，电力电子与电力传动技术在电力系统中应用，dochuang@163.com。

(责任编辑 吕鲜艳)