大功率高频开关电源变压器的优化设计

大功率高频开关电源变压器的优化设计

姓名：张朋朋申请学位级别：硕士专业：物理电子学指导教师：刘庆想

20090501

西南交通大学硕士研究生学位论文第Ｊ页摘要随着电源技术的不断发展，高频化和高功率密度化已成为开关电源系统的研究方向和发展趋势。变压器是开关电源的核心部件，并且随着频率和功率的不断提高，其对电源系统的性能产生影响也日益重要。因此，大功率高频变压器的优化设计是实现开关电源发展目标的关键。本文针对大功率高频谐振式电容器充电电源变压器进行优化设计，从减小电源系统体积、提高电源系统效率的角度出发，寻求高频变压器的优化方法。首先本文分析了谐振式开关电源变压器所处的工作状态，比较了不同矩形比磁心材料在该工作状态下磁通密度Ｂ。的工作范围，为高频变压器磁心材料的选取提供了指导原则。然后在对变压器磁心和绕组进行详细分析的基础上，用ＭＡＴＬＡＢ软件编写了变压器损耗、分布参数、体积和重量的计算程序，从解析角度出发，初步实现了高频变压器的优化设计。接着本文采用有限元软件ＡＮＳＹＳ对高频变压器中难以准确解析计算的分布参数、温度场和电场分布进行了三维仿真分析，从仿真结果可以更准确地得到了漏感和分布电容值，并可以直观地观察变压器内部温度场和电场的空间分布，为变压器的冷却系统和绝缘设计提供了数据支持，且缩短了设计周期，降低了研制成本；在此基础上对初步优化后的变压器参数进行调整，完成设计。最后本文根据解析法所得优化结果，结合ＡＮＳＹＳ仿真分析，对４２ｋＷ高频变压器进行了优化设计，并通过实验测试验证了设计的合理性。关键词：大功率高频开关电源变压器优化设计ＡＮＳＹＳ西南交通大学硕士研究生学位论文第１Ｉ页ＡｂｓｔｒａｃｔＷｉｔｈｔｈｅｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｐｏｗｅｒｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｈｉｇｈ．ｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｎｄｏｆｔｈｅｈｉｇｈｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｈａｓｂｅｃｏｍｅｔｈｅｄｉｒｅｃｔｉｏｎｒｅｓｅａｒｃｈａｎｄｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｔｒｅｎｄｓ．Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｏｎｉｓａｎｅｓｓｅｎｔｉａｌｃｏｍｐｏｎｅｎｔｉｎｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ，ａｎｄｉｔｓｉｍｐａｃｔｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍａｌｓｏｂｅｃｏｍｅｉｎｃｒｅａｓｉｎｇｌｙｉｍｐｏｒｔａｎｔｗｉｔｈｈｉｇｈｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｎｄｈｉｇｈｅｒｐｏｗｅｒｌｅｖｅｌｓ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ｔｈｅｏｐｔｉｍａｌｄｅｓｉｇｎｏｆｈｉｇｈ－ｐｏｗｅｒｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｑｕｉｔｐｉｖｏｔａｌｔＯｔｈｅｇｏａｌｓａｂｏｖｅ．Ｔｈｅｏｐｔｉｍａｌｃｈａｒｇｉｎｇｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｄｅｓｉｇｎｉｓｄｅｓｉｇｎａｉｍｓａｎｄａｔｈｉｇｈ－ｐｏｗｅｒｈｉｇｈ．ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｒｅｓｏｎａｎｔｃａｐａｃｉｔｏｒｓｕｐｐｌｙ（ＣＣＰＳ）ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ，ａｎｄｏｐｔｉｍａｌｍｅｔｈｏｄｉｓｓｏｕｇｈｔｆｒｏｍｔｈｅｒｅｄｕｃｉｎｇｖｏｌｕｍｅｉｍｐｒｏｖｉｎｇｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｓｙｓｔｅｍｐｏｉｎｔｏｆｖｉｅｗｉｎｔｈｉｓｔｈｅｓｉｓ．Ｆｉｒｓｔ，ｔｈｅｗｏｒｋｉｎｇｓｔａｔｅｏｆｒｅｓｏｎａｎｔＣＣＰＳａｎｄｔｈｅａｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｉｓａｎａｌｙｚｅｄ，Ｏｉｌｇｕｉｄｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｃｏｒｅｍａｔｅｒｉａｌｓｅｌｅｃｔｉｏｎｉｓｐｒｏｖｉｄｅｄ，ｗｈｉｃｈｉｓｂａｓｅｄｆｌｕｘｄｅｎｓｉｔｙｗｏｒｋｉｎｇｒａｎｇｅｗｉｔｈｃｏｍｐａｒｉｎｇｍａｔｅｒｉａｌｍａｇｎｅｔｉｃｄｉｆｆｅｒｅｎｔｏｎｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒｒａｔｉｏｉｎｔｈｉｓｓｔａｔｅ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｏｎｔｈｅｂａｓｉｓｏｆｄｅｔａｉｌｅｄｔｏａｎａｌｙｓｉｓｔｈｅＣＯｒｅａｎｄｗｉｎｄｉｎｇｍｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ，ａｐｒｏｇｒａｍｃａｌｃｕｌａｔｅｌｏｓｓｅｓ，．ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎｐａｒａｍｅｔｅｒｓ，ｖｏｌｕｍｅａｎｄｗｅｉｇｈｔ，ｉｓｗｒｉｔｔｅｎｕｓｉｎｇｔｈｅＭａｔｌａｂｓｏｆｔｗａｒｅ．Ｔｈｅｎｏｐｔｉｍａｌｄｅｓｉｇｎｏｆｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｈａｓｂｅｅｎｒｅａｌｉｚｅｄｉｎｉｔｉａｌｌｙｆｒｏｍｔｈｅａｎａｌｙｔｉｃａｌｐｏｉｎｔｏｆｖｉｅｗ．Ｔｈｉｒｄｌｙ，ｔｈｒｅｅ—ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｉｓｓｔｕｄｉｅｄｔＯａｎａｌｙｚｅａｒｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎｐａｒａｍｅｔｅｒｓ，ｅｌｅｃｔｒｉｃｆｉｅｌｄａｎｄｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅｆｉｅｌｄｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎｗｈｉｃｈｔｈｅｄｉｆｆｉｃｕｌｔｔＯｃａｌｃｕｌａｔｅａｃｃｕｒａｔｅｌｙｕｓｉｎｇａｎａｌｙｔｉｃａｌｍｅｔｈｏｄ．ＦｒｏｍｓｉｍｕｌａｔｉｏｎＣａｎｃａｎｒｅｓｕｌｔｓ，ｍｏｒｅａｃｃｕｒａｔｅｌｅａｋａｇｅｉｎｄｕｃｔａｎｃｅａｎｄｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄｃａｐａｃｉｔａｎｃｅｖａｌｕｅｂｅｇｏｔｔｅｎ，ｂｅｓｉｄｅｓｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅｆｉｅｌｄａｎｄｅｌｅｃｔｒｉｃｆｉｅｌｄｓｐａｔｉａｌｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎｏｂｓｅｒｖｅｄｄｉｒｅｃｔｌｙ，ｗｈｉｃｈｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇｔｈｅｂｅｄｅｓｉｇｎｃｙｃｌｅ，ｒｅｄｕｃｉｎｇｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｃｏｓｔ，ａｎｄｐｒｏｖｉｄｉｎｇｄａｔａｔｏｓｕｐｐｏｒｔｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｉｎｓｕｌａｔｉｏｎｉｓｃｏｍｐｌｅｔｅｄａｆｔｅｒｔｈｅａｎｄｃｏｏｌｉｎｇｓｙｓｔｅｍｓｏｆｐａｒａｍｅｔｅｒｓｂａｓｅｄｄｅｓｉｇｎ．Ｔｈｅｎｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｄｅｓｉｇｎｇｏｔｔｅｎｂｙｉｎｉｔｉａｌｏｐｔｉｍａｌｏｎａｄｊｕｓｔｍｅｎｔｄｅｓｉｇｎ．ＳｏａｎｄｔｈｅｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓａｒｅｏｂｔａｉｎｅｄａｎａｌｙｔｉｃａｌｍｅｔｈｏｄＡＮＳＹＳｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎａｌｙｓｉｓ．Ｆｉｎａｌｌｙ４２ｋＷｈｊｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓａｒｅｐｒｏｄｕｃｅｄ．ａｎｄｔｈｅｒｅａｓｏｎａｂｌｅｎｅｓｓｏｆｏｐｔｉｍａ／ｄｅｓｉｇｎｉｓｖｅｒｉｆｉｅｄｔｈｒｏｕｇｈｌａｂｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ．西南交通大学硕士研究生学位论文第１ｌＩ页Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｈｉｇｈｐｏｗｅｒ，ｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｍｏｄｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ，ｏｐｔｉｍｕｍｄｅｓｉｇｎ，ＡＮＳＹＳ西南交通大学曲南艾通大罕学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于１．保密口，在年解密后适用本授权书；２．不保密ｄ，使用本授权书。（请在以上方框内打“４’’）学位论文作者签名：荔脚／棚指导老师签名：醐：研．∥￣『醐西南交通大学学位论文创新性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。本学位论文的主要创新点如下：采用三维有限元技术计算了高频变压器中的分布参数，提出一种根据充电电流波形测量分布电容的方法。学位论文作者签名：绍朋月厚Ｂ期：叫。占ｏ西南交通大学硕士研究生学位论文第１页第１章绪论１．１本课题的研究背景及意义开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点被广泛应用于工业、民用及军事电子设备的各个领域，成为现代电子设备的重要组成部分，近年来已成为世界各主要国家尤其是发达国家研究的热点，其发展趋势和追求目标是频率和功率密度的不断提高ｎ儿舶口１。高频变压器是开关电源的核心部件，是实现能量转换和传输的主要器件，又是开关电源体积和重量的主要占有者和发热源，一般占开关电源总体积的２５％并超过总重量的３０％Ｈ１：随着开关电源的高频化，变压器的分布参数对电源系统性能的影响变得越来越重要哺３；同时大功率化带来的绝缘和散热问题，也增加了高频变压器的设计难度，并成为影响开关电源系统的寿命和可靠性的重要因素阳１。因此，高频变压器的优化设计是实现开关电源高频化和高功率密度化目标的关键。１．２国内外研究现状２０世纪６０年代以前，人们普遍采用的是线性调节器式直流稳压电源，即传统的线性电源，这类电源由于串联晶体管的高损耗和工频变压器较大的体积和重量，使得其效率低、很难实现小型化，功率密度一般仅为０．２～０．３形／加３。２０世纪６０年代，开关调节器式直流稳压电源（开关电源）由于具有功率转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、重量轻等优点，取代了线性电源。１９６４年，日本ＮＥＣ杂志发表了两篇具有指导性的文章：一篇为“用高频技术使ＡＣ／ＤＣ电源小型化＂；另一篇为“脉冲调制用于电源小型化＂。这两篇文章指明了开关电源小型化的研究方向，即高频化和脉冲宽度调制技术。１９７３年，美国摩托罗拉公司发表了一篇题为“触发起２０ｋＨｚ的革命＂的文章，从此在世界范围内掀起了高频开关电源的开发热潮，并将ＤＣ／ＤＣ转换器作为开关调节器用于开关电源，使电源的功率密度由１～４Ｗ／砌３增加到４０～５０形／ｉｎ３。１９８０年以前，ＤＣ／ＤＣ转换器的开关频率为２０＂－－＇５０ｋＨｚ，从２０世纪８０年代起，由于一些新功率半导体开关器件、功率模块和高频磁性材料的出现，提高开关频率已成为减小开关电源体积和重量的主要手段，同时也西南交通大学硕士研究生学位论文第２页改善了开关电源的动态性能吲【８¨９｜；八十年代国外开关电源的研究频率就已经在１～ＩＯＭＨｚｎ们ｎ川；二十世纪末期，国外开关电源的功率也迅速得到提高，１０－－－３０ｋＷ的大功率开关电源在产品上已很成熟，更高功率的开关电源也有很快发展，如俄罗斯研制的用于雷达发射机的二１４０ｋＷ开关电源ｎ２１。目前国外０．５～３ＭＢｚ的高频开关电源已实用化¨３川制，２００～５００ｋＨｚ已成为输出ＩＯＯＷ以下开关电源的标准开关频率，开关电源的功率密度己向１２０Ｗ／ｉｎ３的目标发展Ｈ３。开关电源的高频化和高功率密度化的发展趋势增加了变压器优化设计的难度：一方面高频化缩小了变压器的体积并增加了磁心和绕组中的损耗，导致变压器发热严重且散热表面减小，这对高频变压器的散热设计提出了更高的要求；另一方面开关频率的增加导致变压器中的分布参数，即漏感和分布电容，对变换器的性能产生重要的影响。对于开关式变换器来说，漏感会引起电压尖峰，对电路中的器件产生损坏，分布电容会引起电流尖峰并延长充电时间，增大开关以及二极管的损耗，降低变压器的效率和可靠性¨５１，因此在这种工作模式下希望尽可能的减小变压器中的分布参数：对于谐振式变换器来说，可以对变压器中的分布参数加以吸收或利用，全部作为谐振参数或其中的一部分，且解决了减小漏感和保证绝缘强度这一矛盾¨６Ｉ，因此在这种工作模式下，需要准确预测漏感和分布电容的值，以满足电源系统对谐振参数的要求。可见在高频化和高功率密度化的过程中，变压器的优化设计关键在于解决以下问题：合理选取高频磁性材料和磁心绕组的结构；准确计算磁心和绕组损耗；准确计算高频变压器漏感和分布电容；合理设计冷却系统。高频变压器中最常用的软磁材料有铁氧体、坡莫合金和非晶态合金。软磁材料在工业中的应用始于１９世纪末，２０世纪２０年代出现了坡莫合金，４０年代生产出了软磁铁氧体材料，进入７０年代又兴起了非晶态软磁合金和纳米晶材料ｎ”。各种磁性材料均有其特点和最佳应用环境，因此进行高频变压器设计的首要问题是根据磁心的工作条件选取最佳的磁性材料。高频变压器参数的计算方法可分为两类：一类是解析法，一类是数值模拟。１９６６年Ｄｏｗｅｌｌ提出了著名的Ｄｏｗｅｌｌ模型，用于计算交流电阻与直流电阻之间的换算系数¨引。应用这一模型可以方便计算绕组的高频损耗，此后众多学者又通过引入修正系数的方式对Ｄｏｗｅｌｌ模型做了修改和发展¨钉他…。１８９２年ＳｔｅＪｎｍｅｔｚ提出了著名的用于计算磁心损耗的经验公式，该经验公式中的参数由磁心在若干频率和磁密点下的损耗测量值经曲线拟合得到。在此基础上，Ｍｕｌｄｅｒ等人分别考虑了温度和非正弦电压波形对磁心损耗的影响，对西南交通大学硕士研究生学位论文第３页Ｓｔｅｉｎｍｅｔｚ公式进行了修改和推广心¨旧２ｌ。此后，众多企业和科研机构分别对纳米晶合金软磁材料的损耗进行了分析，并拟合出不同频率范围下纳米晶合金的Ｓｔｅｉｎｍｅｔｚ公式强儿驯。近年来高频变压器中分布参数的解析求解成为众多学者研究的热点，其解析公式是根据变压器中漏磁场和静电场中所存的能量通过理论推导得出的，目前已存在不同磁心结构和绕组结构下的漏感计算公式比４儿２５１。高频变压器中分布电容的建模方法可归结为两类：第一类是从静电场的角度将双绕组变压器视为三端口系统，在变压器等效电路中引入六个电容来表示分布电容，它们可以通过静电场中储存的能量计算出来；第二类从分布电容对变压器带来的物理效应出发，将分布电容等效为三个集总电容构成的万形网络，这三个集总电容可进一步简化为一个并联电容，这两类模型均有相应的计算公式和测量方法口６｜。目前，利用数值模拟方法设计高频变压器主要分为定性分析和定量分析，前者一般采用二维分析，其目标是得到一些指导性的设计原则。后者更适于采用三维分析，目标是得到高频变压器设计中某些不易计算量的精确值，最终达到在一定程度上替代实验的目的。常用的变压器数值模拟方法有有限差分法、有限元法、边界元法等，可以有效地分析绕组中的高频效应、绕组损耗、变压器电磁场分布、分布参数和温升等幢７｜。二十世纪六十年代以来，求解电磁场的各种数值方法迅速发展起来。有限差分法因其数学概念简单、形成系数矩阵方便，最早应用于电磁场计算，至六十年代末，已有比较成熟的分析变压器漏磁场的二维有限差分程序。但有限差分法的规则网格不能满意地模拟几何形状复杂的问题，因此该方法在电磁场分析中的应用逐渐被有限元法代替。二十世纪七十年代，有限元法逐渐发展起来，并因网格剖分灵活、数值稳定性好等特点很快成为计算电磁场问题的主要方法。Ｄａｉ等人通过二维有限元方法，研究了绕组间隙及初级绕组的宽度对边缘效应的影响，得出漏感随绕组间隙增大而单调递增的结论瞄８ｌ；Ｌａｙｅｒｓ等人通过二维有限元方法，研究了变压器的铜损与电流波形的关系，通过大量分析指出波形对绕组的交流电阻有很大的影响啪１；Ｔｅｎｙｅｎｈｕｉｓ等人通过二维有限元分析，研究了变压器的温升㈨，文献［３１］把有限元分析推广至３Ｄ，更适于解决复杂的边界结构和材料性质的不连续问题。国内众多学者也分别采用有限元法对高频变压器的设计进行了研究，如赵争菡等人使用ＭＡＴＬＡＢ对高频变压器的电场分布进行了的二维有限元分析，进而根据电场能计算了分布电容的值旧刭；电子科技大学的姬海宁等人对开关电源变压器磁心漏磁场进行了三维定性分析，并对磁心表面温升进行了三维仿真研究旧３¨列。。西南交通大学硕士研究生学位论文第４页１．３本文主要研究内容高频变压器的优化设计已成为开关电源高频化和高功率密度化的关键，而要实现高频变压器的优化设计不仅要从变压器本身出发，选取低损耗、高磁密的磁心材料，合理选取绕组线径和匝数，以减小变压器的重量和体积，还要将变压器的优化和电源系统的优化紧密结合起来，如要准确分析变压器中的电压波形，分布参数对电源系统的影响等，折衷取舍变压器的众多参数，才能提高整个电源系统的功率密度。本论文的主要工作包括：１．在分析串联谐振式电容充电电源工作过程中，变压器初级电压波形变化规律的基础上，对不同矩形比下磁心材料磁通密度Ｂ。的工作范围进行了比较，为实现变压器小型化目标，选取低矩形比纳米晶作为磁心材料。２．从解析法出发，针对矩形和环形两种磁心结构，以初级绕组匝数和次级绕组层数为优化参量，小型化和高效化为优化目标，利用ＭＡＴＬＡＢ软件编写了变压器损耗、分布参数、体积和重量的计算程序，的优化设计。初步实现了高频变压器３．对不易准确计算的高频变压器漏感和分布电容，采用有限元分析软件ＡＮＳＹＳ分别建立了变压器３Ｄ有限元模型，并进行了仿真。通过对一系列变压器分布参数仿真值和测量值的对比，验证了这种３Ｄ有限元分析方法的准确性；对高频变压器进行了热分析，从定性角度为冷却系统的设计提供指导：对高频变压器电场分布进行了３Ｄ有限元分析，为绝缘材料和绝缘间距的选取提供仿真支持。４．在分析高频变压器分布电容对该种电源充电过程影响的基础上，根据理论推导出的谐振电流正负周期的变化规律，以及充电过程中示波器所观察到的谐振电流波形，提出一种测量分布电容的方法，为高频变压器优化中分布电容的计算提供了数据支持。西南交通大学硕士研究生学位论文第５页第２章高频开关电源的工作原理２．１高频开关电源的构成及分类广义地说，凡是采用半导体功率开关器件作为开关管，通过对开关管的高频开通与关断控制，将一种电能形态转换成为另一种电能形态的装置，叫做开关转换器。以开关转换器为主要组成部分，用闭环自动控制来稳定输出电压，并在电路中加入保护环节的电源，叫做开关电源（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ频开关电源Ｈ３。高频开关电源的基本电路由“交流一直流转换电路”、“开关型功率变换器”“整流滤波电路”和“控制电路”等组成，其基本结构见图２－Ｉ所示瞄３。ＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙ）。如果用高频ＤＣ／ＤＣ转换器作为开关电源的开关转换器时，就称为高图２—１高频开关电源的基本构成高频开关电源的分类方式有多种：（１）按ＤＣ／ＤＣ转换器的开关条件，可分为硬开关（ＨａｒｄＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）和软开关（ＳｏｆｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）两种。（２）按驱动方式，可分为自激式和他激式。（３）按输入与输出之间是否有电气隔离，可分为隔离式和非隔离式。（４）按电路的拓扑结构：①隔离式有正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式：②非隔离式有降压型、升压型和升降压型等。２．２ｍ联谐振ＣＧＰＳ工作原理高频开关电源ＤＣ／ＤＣ转换器中开关管的开关条件有硬开关和软开关两种。西南交通大学硕士研究生学位论文第６页硬开关ＤＣ／ＤＣ转换器以用脉宽调制（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰＷＭ）方式控制开关为主要特征，其开关器件是在承受电压或流过电流的情况下，开通或关断电路的，因此在开通或关断过程中将会产生较大的交叠损耗，即所谓的开关损耗（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌｏｓｓ）。当转换器的工作状态一定时开关损耗也是一定的，开关频率越高，开关损耗越大，同时在开关过程中还会激起电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗，因此，硬开关ＤＣ／ＤＣ转换器的开关频率不能太高。软开关ＤＣｆｌＤＣ转换器的开关管，在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，即零电压开关（Ｚｅｒｏ－Ｖｏｌｔａｇｅ—Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，ＺＶＳ），或是通过开关管的电流为零，即零电流开关（Ｚｅｒｏ—Ｃｕｒｒｅｎｔ－Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，ｚｃｓ）。这种软开关方式可以显著地减小开关损耗，以及开关过程中激起的振荡，是开关频率可以大幅度提高，为转换器的小型化和模块化创造了条件。利用谐振现象，是开关器件上电压或电流按正弦规律变化，可以创造零电压开通或零电流关断的条件，以这种技术为主导的变换器称为谐振变换器，它可分为串联谐振、并联谐振和串并联谐振变换器三种…Ｈ１。上述三种软开关谐振式变换器均被广泛用于高频高压电容器充电电源（ＣａｐａｃｉｔｏｒＣｈａｒｇｉｎｇＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙ，ＣＣＰＳ）中，三者各有其优缺点，充电特性也不相同，然而这三种变换器中高频变压器磁心的工作状况却极为相似，其变压器初级电压波形均近似为电压值逐渐升高的矩形波。因此这三种谐振式充电电源对高频变压器磁心的选取原则是相同的，对高频变压器进行优化设计的方法也是相通的。下面以串联谐振大功率电容器充电电源为例，对其工作原理进行分析，从而得出电源系统中高频变压器的工作状态。２．２．１串联谐振ＣＯＰＳ充电过程分析图２－２串联谐振ＣＣＰＳ组成简图串联谐振ＣＣＰＳ组成简图如图２—２所示，‰为直流供给电压，开关管Ｖ１、西南交通大学硕士研究生学位论文第７页Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４及其内部反向并联二极管Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４构成一个全桥逆变器，开关管Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４的控制信号分别为Ｇｌ、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４，厶和Ｃ，分别为谐振电感和谐振电容，ｒ为变比１：ｎ的高频变压器，Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８构成一个整流桥，Ｊ，和Ｌ分别为谐振电流和充电电流，Ｃ，为负载电容，为方便讨论，可将接在高压变压器次级的负载电容Ｃ，等效到变压器初级，其值ｃｌ＝玎２ｃ，，等效电路如图２－３所示。］Ｄ１４‘３ｖＧ，—ｋ下－∞《一Ｖ１］』～』＂。ｃｒ王Ｚ玉Ｄ７。。。’Ｖ２Ｇ２＇。丰∞刨鼍ｉＪｆ去Ｄ４∞：Ｌ．Ｊ：Ｄ８图２－３串联谐振ＣＣＰＳ等效电路串联谐振电容器充电电源，当开关频率满足Ｚ＜０．Ｓｆｒ和开关管驱动脉冲宽度满足０．５ｒ，＜‰＜ｒ时，开关管处于零电流全软开关状态，并保证充电电流恒定。其中Ｚ为开关频率，，为谐振频率，Ｃ为谐振周期，‰为驱动脉冲宽度。串联谐振ＣＣＰＳ一个完整的充电周期可分五个模式进行分析陋即ｍ３：ｖ３（ｔ）图２—４模式１的等值电路模式ｌ：当控制信号Ｇｌ、Ｇ４到来时，Ｖ１、Ｖ４零电流导通，谐振电流，，方向为正，直流源吃。给谐振电容ｃ，和等效负载电容ｃ：充电。模式１的等值电路见图２—４，砭（ｆ）表示谐振电容两端的电压，Ｋ（“）表示谐振电容在本模式起始时刻的初值，等效为一个电压源；Ｋ（ｆ）表示负载电容两端的电压，Ｋ（ｆ。）表示谐振电容在本模式起始时刻的初值，也等效为一个电压源。从观测的角度西南交通大学硕士研究生学位论文向相反。第８页砭（ｆ）、％（ｆｏ）的方向设为固定，而巧（％）的方向总是与本模式谐振电流实际方由于是零电流开关，故在每个模式的起始和结束时刻，谐振电感中的电流总是为零，即电感上电压的初值总为０，在电路等效时可不必考虑。在模式ｌ中，根据拉普拉斯变换，可以解出谐振电流，，、谐振电容Ｃ上的电压％（，）和等效负载电容ｔ上的电压Ｖ３（ｔ）。厶０Ⅷ＝堡坐掣ｓｉｎ［ｃＯｏ（，一％）】ｏ＜卜ｔｏ＜万／鳓（２－１）Ｚｏ＝√ｔ／％ｔｏｏ＝．、／１／ｚ％（２—１）式中特性阻抗Ｚｏ和谐振角频率％见式（２·２），％对应于模式１的起点时刻，ｔｘ寸应于本模式要考察的时刻。（２－２）巳为谐振电容Ｃ，和等效负载电容ｃｌ的串联值，在高压应用中ｃｌ远远大于ｅ，因此Ｃ乙近似与Ｃ，，这一点也说明了回路的特性阻抗及谐振频率与负载电容ｃ￡关系不大。％＝浩（２·３）模式１中，谐振电容ｃ，上的电压％（ｆ）和等效负载电容ｔ上的电压Ｋ（ｆ）可由式（２－４）、（２－５）给出。悱‰）＋去等等型”ｃｏｓ［ＣＯｏ（ｔ－伽｝（２－４）Ｖ３（ｔＭ㈨＋壶ｋ等型｛１－ｃｏｓ［Ｗｏ（ｔ－伽｝（２－５）在实际应用中，我们只关心各模式的起点和终点情况，即令ｆ—ｔ。＝万／ＣＯｏ。并用数字０表示模式１的起点，数字ｌ表示模式ｌ的终点。Ｌ（１）表示模式１的谐振电流峰值，它发生在卜ｔｏ＝刀／２ｔｏｏ处。则有：ｊ，（１）＝∑Ｅ／Ｚｏ（２－６）（２·７）（２—８）（２·９）（２一１０）（２—１１）％（１）＝％（Ｏ）＋２Ｋ·ＺＥＶ３（１）＝圪（Ｏ）＋２Ｋ。·ＺＥ式中：ＺＥ＝‰一吃（０）－ｖ３（ｏ）Ｋ＝Ｃ乙／ＣＫ。＝ｃ棚／ｑ由式（２－６）、（２—７）、（２－８）、（２－９）可以看出，模式１的谐振电流峰值以及模式１结束时的谐振电容ｃ，和等效负载电容ｃ：上的电压值只与模式１起始西南交通大学硕士研究生学位论文时刻的电压有关。Ｌｒ第９页一“ｇ一厂’＿７一、—一悟弋：卜］Ｃ１／、Ｖ２、（ｔＯ）尘ｕｓ亍’、Ⅵ厂／乱昔＼＼Ｖ３∞，◇ｐ’／＋图２—５模式２的等值电路模式２：当，，谐振过零后，，，反向，电流通过Ｖ１、ｖ４的反向并联二极管Ｄ１、Ｄ４流动，Ｖｌ、Ｖ４实现零电流关断，谐振电容ｃ，向电源和等效负载电容Ｇ放电。模式２的等值电路如图２－５，模式２中谐振电容和等效负载电容上电压的起始值为模式ｌ的结束值，参考模式１的分析方法，则有：Ｌ（２）＝一∑Ｅ／ｚｏ（２．１２）％（２）＝％（１）一２Ｋ·盟Ｅ（２）＝Ｋ（１）＋２Ｋ·班式中：ＺＥ＝一圪。＋％（１）一ｒ３（１）（２－１３）（２·１４）（２—１５）由式（２一１２）、（２—１３）、（２—１４）、（２－１５）可以看出，模式２的谐振电流峰值以及模式２结束时的谐振电容ｃ，和等效负载电容ｃ：上的电压值只与模式２起始时刻的电压有关。过渡模式：当，，再次过零时，由于Ｖ１、Ｖ４已关断，Ｖ２、Ｖ３又未开通，则回路中电流保持为０，各物理量也保持不变，该模式不存在能量转换。■一，一、一。一、—：一心卜一一ＬｒＣ１一ｖ２（ｔ０）＋ｖｂｕｓ｝．、、、咖厂／７乱’亍、、彳坚．Ｖ３（ｔ０）◇严ｎ／＋图２—６模式３的等值电路模式３：过渡模式后，控制信号Ｇ２、Ｇ３到来，开关管Ｖ２、Ｖ３受控导通，实现零电流开通，与模式２一样，谐振电流Ｊ『，仍然反向流动。模式３中直流电源继续给等效负载电容ｃ：充电，谐振电容也被反向充电。模式３的等值电西南交通大学硕士研究生学位论文第１０页路如图２－６，模式３中谐振电容和等效负载电容上电压的起始值为模式２的结束值，参考模式２的分析方法，则有：ｊ，（３）＝－ＺＥ／Ｚｏ（２—１６）（２·１７）（２－１８）（２－１９）吃（３）＝ｖ２（２）一２Ｋ·ⅫＶ３（３）＝Ｋ（２）＋２Ｋ’·Ⅻ式中：Ⅱ＝‰＋Ｆ２（２）－Ｖ３（２）由式（２－１６）、（２－１７）、（２－１８）、（２—１９）可以看出，模式３的谐振电流峰值以及模式３结束时的谐振电容ｃ，和等效负载电容ｃ：上的电压值只与模式３起始时刻的电压有关。广７＿…＇７一＝７吲哪·卜—一，｝＋ｖ吣ｉ－＼洄／吼’彳＼一Ｖ２（ｔｏ）＋ＬｒＣ１、一．干！＋ＩｒＶ３（ｔｏ）ｆ幸、／Ｖ３（ｔ）丫７／，／图２－７模式４的等值电路模式４：当，，谐振过零后，，，反向恢复成与模式１方向一样，电流通过Ｖ２、Ｖ３的反向并联二极管Ｄ２、Ｄ３流动，Ｖ２、Ｖ３实现零电流关断，谐振电容ｅ向电源和等效负载电容Ｃ：放电。模式４的等值电路如图２—７，模式４中谐振电容和等效负载电容上电压的起始值为模式３的结束值，参考模式３的分析方法，则有：Ｉ（４）＝ＥＥ／Ｚｏ（２·２０）（２－２１）（２—２２）（２—２３）砭（４）＝圪（３）＋２Ｋ·盟职（４）＝ｖ３（３）＋２Ｋ。·班式中：跹＝一‰一Ｆ２（３）－圪（３）由式（２－２０）、（２－２１）、（２－２２）、（２－２３）可以看出，模式４的谐振电流峰值以及模式４结束时的谐振电容ｃ，和等效负载电容ｃ：上的电压值只与模式３起始时刻的电压有关。当，．再次过零后，由于Ｖ２、Ｖ３已关断，Ｖ１、Ｖ４又未开通，则回路中电流保持为０，各物理量保持不变，又进入过渡模式。２．２．２串联谐振ＣＣＰＳ输出特性分析通过对一个完整的充电周期中五个工作模式的分析，得出每个模式的西南交通大学硕士研究生学位论文第１１页龃，谐振电容电压％（刀）和等效负载电容上电压以（ｎ）的表达式。通过数学推导，当谐振电容和等效负载电容上起始电压为零时，在每一个完整的谐振周期内，等效负载电容ｃｌ上电压增长量为一个常数△：△＝Ｖ３（２ｎ＋２）一Ｖ３（２ｎ）＝４Ｋ’０－２Ｋ’）‰（２—２４）使用ＰＳＰＩＣＥ软件对串联谐振ＣＣＰＳ进行仿真，可以得出负载电容Ｃ，和高频变压器初级绕组上的电压波形。从仿真波形中也可以看出，每个完整谐振周期内，二者电压增长量恒定；整个充电过程中，负载电容电压线性增长，变压器初级的电压波形近似为峰值线性增加的矩形波，高频变压器这种工作状态对其磁心材料的选取有着重要的影响。电源系统仿真电路和负载电压、初级电压波形分别如图２—８、２—９、２—１０所示。图２－８串联谐振ＣＣＰＳ仿真电路图童≥图２—９充电过程中负载电容上电压波形西南交通大学硕士研究生学位论文第１２页叭；一……。……’一…。…………。……一’………～。…‘一…‘………‘’ｊ－∞Ｖ；……………一……………．…………………………一………．…ｊ曙Ｙ｛“¨．口【¨Ｏ．２；ｎ塔０．４ｍｆｉ０．６ｔｍｕ０．Ｓｍｓｌ，Ｏｔｕｓ图２－１０充电过程中高频变压器初级电压波形西南交通大学硕士研究生学位论文第１３页第３章高频开关电源变压器的优化设计３．１变压器工作原理及分类变换电能以及把电能从一个电路传递到另一电路的静止电磁装置称为变压器，世界上第一台变压器在１８８５年诞生于匈牙利。在交流电路中，借助变压器能够变换交流电压、电流和波形。变压器在电子设备中占有很重要的地位，电源设备中交流电压和直流电压几乎都由变压器通过变换整流而获得。在电路的隔离、匹配及阻抗变换等方面绝大多数是通过变压器来实现的。变压器一般由磁心和线圈构成，简单的变压器结构如图３—１所示，按照电磁感应原理，在初级绕组加交变电压，产生交变磁通，在次级绕组感生输出电压，从而起到传输能量，电气隔离等作用。铁心负载图３一ｌ变压器结构原理简图变压器的分类方式有多种：（１）按工作频率分，５０Ｈｚ或６０Ｈｚ为工频变压器；工频＂－－－２０ｋＨｚ为中频变压器：２０ｋＨｚ以上称为高频变压器。（２）按传送功率分，ｌＯｋＷ以上为大功率，ｌＯｋＷ－－一Ｏ．５ｋＷ为中功率，０．５ｋＷ＇－－－＂２５Ｗ为小功率，２５Ｗ以下为微功率。（３）按用途分，有开关电源变压器、脉冲变压器、特种变压器等。３．２高频开关电源变压器磁心分析３．２．１软磁材料的发展历程磁性材料有软磁和硬磁之分，在开关变压器中使用的是软磁材料。软磁西南交通大学硕士研究生学位论文第１４页材料在工业中的应用始于１９世纪末。随着电力工及电讯技术的兴起，开始使用低碳钢制造电机和变压器。到２０世纪初，研制出了硅钢片代替低碳钢，提高了变压器的效率，降低了损耗。直至现在硅钢片在电力工业用软磁材料中仍居首位。到２０年代，无线电技术的兴起，促进了高导磁材料的发展，出现了坡莫合金及坡莫合金磁粉心等。从４０年代到６０年代，是科学技术飞速发展的时期，雷达、电视广播、集成电路的发明等，对软磁材料的要求也更高，生产出了软磁合金薄带及软磁铁氧体材料。进入７０年代，随着电讯、自动控制、计算机等行业的发展，研制出了磁头用软磁合金，除了传统的晶态软磁合金外，又兴起了非晶态软磁合金和纳米晶材料。高频变压器中最常用的磁性材料有软磁铁氧体、坡莫合金和非晶态合金。软磁铁氧体中应用最为广泛的是锰锌铁氧体，在８０－～１０００Ｃ下磁心损耗一般为８０－－－１００ｋＷ／ｍ３（５００ｋＨｚ，５０ｒｏＴ）。除了需要低损耗的磁性材料之外，在开发高效的磁心形状和绕组设计技术方面，日本ＴＤＫ、Ｔｏｋｉｎ、日立、富士电气公司、荷兰飞利浦、德国西门子、美国Ｆｅｒｒｏｎｉｘ等公司都取得了显著成果。根据使用要求不同，铁氧体材料和坡莫合金材料有各种不同牌号可供选用㈣。非晶态合金及超微晶均为近３０年来发展起来的软磁合金材料，这种材料具有饱和磁感应强度高，磁心损耗极低，磁性能稳定，温度特性好的特点，在中、高频电子设备的电磁期间领域内具有广泛的应用前景。非晶态及超微晶合金系新型的软磁材料，其铁心的生产和使用尚无部标和国标规范。目前，国内仅有少数科研院所和企业提供该系列铁心ｊ并实现了铁心产品的批量生产和供货，但还没有完成非晶态及超微晶合金铁心的标准化和系列化工作。国外非晶态系列铁心研发较早，美国的磁性公司、联合信号公司、日本的东芝公司等均初步完成非晶态铁心的系列化和商品化工作。常用软磁材料的性能参数对比如表３－１所示。饱和磁感应强：度厂ｒ居里温度／℃Ｐ—＿ｍ—＿。—“’…ｒ——＿—’”“—一ｒ—“—。’＿。—。一’—。—‘—１“”～—。—’—“—“—“一表３－１常用软磁材料的性能参数对比ｌ铁基非晶合；铁镍基非ｉ钴基非晶｛铁基纳米；冷轧硅钢５坡莫合金：软磁铁氧｝；金；晶合金；晶合金：体ｉｊ＞１．５＞ｏ．７晶化温度／℃ｒ————一～■———一●———一～一一ｒ——————一●—————一ｒ—————一～．一—————一■——一————…——ｌ＞４１５＞２５０＞３２０＞５６０＞５１０｛｛０．５～Ｏ．８｝＞１．２｛２．０：０．５～１．５’＜Ｏ．５７３０＞４００２＜２３０＞５５０＞４１０＞４８０西南交通大学硕士研究生学位论文｛电阻率／ｕＱ；第１５页５０５５｜１４０｛；｛｛１２５｛９０；１４０ｉ；；＞１０６一一一广————————一ｆ－——————一。ｆ＿——一一广一一一广———————一ｆ———————一一广…—一ｒ——————一ｒ～广———————一ｆ＿—————一●—————一一ｒ—————一一；一ｃｍｌ；｜｜ｌｌ；：密度／（ｇ／ｃｍ３）；硬度７．１８７．５；８．０７．２５｝７．６５；８＂－＇－８．８；４．８ｉｉ｛；；８６０６４０９００８８０｛．；１２０６００｛／（ｈｇ／ｍｍ２）ｌ｝饱和磁致伸缩｛ｉ｛２０～３０；１２ｉ０；１＂－－２２７ｉ；０－－－２５；１４；系数／Ｘ１０－－６；｛ｌｒ————一一■————一■————一一一一——广——————一●————一，————一■————一『＿————一一一＿————一初始导磁率｜＞１０００；＞４０００；＞３００００；＞８００００；１０００；＞１００００；２０００最大导磁率｛＞２０００００＜３１＞２０００００＜ｏ．８ｌ＞２０００００｜＞２００００００｛＞１００００｛＞２０００００；＜２．０，矫顽力（Ａ／ｍ）｛；＜２．０＞８．０＞ｏ．４２０；｝；Ｐ１／５０＞０．３Ｐ｛Ｐ１／５０＝０．０７｛Ｐ０．２／２０ｋ＜２ｌＰｌ／４００＝１．２：０；ＰＯ．２／２０ｋ。＜１０｛Ｐ０．２／５Ｐ０．２／２０ｋ＜２０’铁损／（ｗ／ｋｇ），ＩＰ０．２／２０ｋ＜５｛｝｝１；｝｛２０ｋ＝１３；／４００＝５．８，３．２．２串联谐振０ＣＰＳ对磁心材料的要求高频变压器是开关电源的核心部件，其设计对整个电源系统的体积、功率容量和变换效率都非常重要。因此，高频变压器的设计必须满足下面一系列的限制条件：（１）变压器的容量必须满足电源系统输出功率的要求（２）变压器最大损耗条件下，电源系统仍能达到最低效率要求（３）变压器的体积须符合所允许占用空间的限制要求（４）在特定的散热环境下，变压器的最高温升须低于磁心及绝缘材料正常工作规定的最高温度。（５）满足电源系统的重量要求‘３７１‘３８１。为满足上述要求，高频变压器的设计者必须熟悉磁性材料的磁化过程，掌握材料的磁性参数与器件电气参数的转换关系。选取磁心材料需考虑的参数有材料的饱和磁感应强度曰。、磁导率、高频损耗、居里温度、温度稳定性和矩形比等。高频变压器磁心材料的选取与变压器工作电压波形、工作频率、输出功率及使用环境等因素密切相关，下面分别阐述高频变压器对磁性材料参数的要求ｉ１．饱和磁感应强度高频变压器要求磁心材料有高的饱和磁感应强度召．。由电磁感应定律可知Ｅ＝ＮＢ。ＳｆＫ，，Ｂ高，则可选择高的工作磁感应强度吃，在相同的感应电西南交通大学硕士研究生学位论文压器铜损。２．磁导率第１６页压下可减小磁心截面积，故磁心的体积小，或者减少线圈匝数，从而减小变要求磁心材料有高的磁导率／．ｔ。磁感应强度Ｂ＝“何，因此对要求一定磁通量≯的磁性器件，选用∥值高的材料，就可以降低激励磁场日所需的励磁电流，从而降低磁心的体积。３．损耗高频变压器的磁心损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁心发热，波形畸变等不良后果。为减小磁滞损耗，要求磁性材料的矫顽力Ｈ，．小；为减小涡流损耗，要求减薄磁性材料的厚度，提高材料的电阻率ｐ。同时，希望磁性材料的功耗有负温度特性，即损耗随温度上升呈下降趋势（在２０。Ｃ～１００。Ｃ范围内）。这是因为若磁性功耗呈现正温度特性，损耗随温度升高而变大，损耗增大又导致温度继续上升，会形成恶性循环。因此，磁性材料功耗的负温度特性可以有效防止温升造成的磁性能下降。具有负温度特性功耗的代表性产品有ＴＤＫ的ＰＣ３０、德国西门子的Ｎ２７和荷兰飞利浦的３Ｃ８０等铁氧体磁心。４．居里温度和温度稳定性居里温度表示磁性材料失去磁特性的温度，高频变压器要求磁心材料有较高的居里温度。同时希望材料的磁性能具有较好的温度稳定性，即材料的饱和磁感应强度、磁导率等不随温度变化而显著变化。５．矩形比磁性材料的矩形比定义为最大剩磁与饱和磁感应强度之比，即曰，／Ｂ。。磁性材料的矩形比相差很大，如非晶软磁合金最高矩形比可达到０．９９５以上，而低矩形比只有０．０８左右。磁性材料矩形比的选择取决于磁性器件的应用领域和磁心的工作状态。如磁开关、磁存储材料和双极性脉冲变压器要求材料有高的矩形比，单极性脉冲变压器对矩形比的要求根据磁心是否加去磁电路而有所不同，不加去磁电路的磁心要求材料有低的矩形比，加去磁电路的磁心要求材料有高的矩形比。开关电源中磁性材料矩形比的选取决定了磁心磁感应强度的工作范围，因此选择合适的矩形比对变压器磁心的设计非常关键。开关电源中的磁心对矩形比的要求不仅要考虑电路的拓扑结构，还要考虑磁心的初始工作状态。根据开关电源合闸瞬间，磁心中剩余磁通大小和极性的不同，可分为三种极西南交通大学硕士研究生学位论文限情况旧９１：第１７页（１）磁心中没有剩磁在正常情况下，磁心中的磁通滞后电压９００，当电压过零时，达到最大值。以开关电源中对称方波电压波形为例，要想在一次绕组中维持电压波的半个周期波形，磁通必须从一个方向的最大值变到相反方向的最大值。因此，在合闸瞬间，若磁心中没有剩磁，磁通必须从零开始上升，为维持电压波的第一个半周期，磁通密度必须达到近似于正常磁通密度最大值巩的两倍。磁密和电压波形的对应关系如图３－２。磁通密度的最大值决定了空载电流的大小，在上述情况下，由于磁通密度几乎达到Ｂ，的两倍，因此合闸时的瞬间电流可达到正常空载电流的许多倍，并且有可能超过满负载电流。这个瞬间电流称为冲击电流，它的产生可由磁性材料的Ｂ～Ｈ特性曲线解释。如图３—３，虽然磁密仅达到正常磁密的两倍，励磁电流确达到稳态条件下的许多倍。由于冲击电流的存在，总的电流波形可以看成是由正常空载电流和叠加在其上的具有下降特性的瞬变电流组合而成，因此总的电流波形开始是非对称的，以后逐渐达到稳定状态。图３－２情况（１）下电压与磁密波形图３－３冲击电流的形成实际上，瞬变磁通是不可能达到正常磁通的两倍，这是因为由于冲击电西南交通大学硕士研究生学位论文第１８页流的存在，从式（３－１）可以看出，在～次绕组电阻中产生的电压降要大于正常空载电流所产生的压降，使得绕组上产生较小的感应电动势，其对应的磁通变化量也要小于稳态下的变化量，故此时瞬变磁通是要低于正常磁通的两倍，每半周期的磁通变化量也要逐渐增大到稳态值。Ｕ＝ＩＲ＋ｑ（３－１）因此在（１）种极限情况下，只要正常工作磁通密度的取值不超过磁心材料饱和磁通密度占。的一半，即可保证磁心不会饱和。（２）磁心中有最大剩磁，其极性与正常工作时的磁通极性相反这种情况比情况（１）更为严重，因为磁通不是从零开始变化，而是从对应磁心剩磁通的极性和幅值开始变化，在第一个电压波形半周期，磁通和冲击电流都将超过情况（１）的最大值。磁通密度和电压波形的对应关系见图３４，磁通最大值近似达到Ｂ，＋２Ｂ。，因为磁心中的剩磁Ｂ，不会超过正常磁通密度鼠，所以在（２）种极限情况下最大磁密在理论上的极限值是正常磁通密度吃的３倍，为避免磁心饱和，吃值的选取不能超过占。的三分之一。（３）磁心中有最大剩磁，其极性与正常工作时的磁通极性相同与情况（２）相反，在这种情况下剩余磁通的极性与正常磁通变化下的极性相同，因此初始磁通最大值和冲击电流在三种情况中最小。这种情况下，如果剩余磁通密度Ｂ，小于正常磁通密度Ｂ。，那么起始磁通将与零磁通轴不对称，剩磁越低，不对称越严重，如图３书，如果剩磁Ｅ刚好等于吃，磁通将保持正常，并且不会出现冲击电流，如图３－６。在（３）种极限情况下，为避免磁饱和，需保证２吃一占，＜曰。，即Ｂ。的取值不能超过（召，＋召。）／２，对于高矩形比磁心，Ｂｒ接近Ｂ。，故吃的取值几乎可达到Ｂ。。▲｜’‘｜ｔ图３—４Ｂｍ＇｜．情况（２）下电压与磁密波形西南交通大学硕士研究生学位论文第１９页｝ｍ．Ｂｒ］＼心＼／１ｌ’｝＼』ｆＢｒ＼图３—５情况（３）Ｂｒ＜Ｂｍ时电压与磁密波形ＪＬＴＢｍ＋ｌ’产｜’ｆ｛ｆｌｆＢｒ＝Ｂｍ图３－６情况（３）Ｂｒ＝Ｂｍ时电压与磁密波形通过上述三种极限情况的分析可以看出，开关电源中电压波形为对称方波时，若不采用任何控制策略，即磁心中剩磁的幅值和极性均未知时，为避免磁心饱和，必须考虑最恶劣的第（２）种情况，Ｂ。值的选取不能超过Ｂ。的三分之一；而如果采取合适的控制策略，使得变压器合闸工作均在第（３）种情况下进行，并且选取矩形比尽可能高的磁心，则吃的取值几乎可达到占。，近似为（２）种情况的３倍。以上分析均是针对对称方波电压波形，对于串联谐振式充电电源，电压波形如图３－６，第一个半周期电压幅值很小，且每过半周期电压幅值均增加某一固定值，这种情况下对磁心材料矩形比的选取又有所不同。在这种电压波形下，第一个半周期磁心中所需的磁通变化量很小，故瞬变磁通和冲击电流的影响可以忽略不计；此后每半周期所需的磁密变化量逐渐增大，即觚＜觚＜蛆＜…＜凹。，以磁心中无剩磁为例，磁心中磁通密度的变化曲线如图３－８。若考虑到剩磁，磁通密度变化曲线的中心点移动到剩磁处，此时不管剩磁的极性如何，为避免磁饱和，工作磁密Ｂ。的选取不能超过Ｂ。一ｌＢ，ｌ，西南交通大学硕士研究生学位论文低越好。第２０页故对于串联谐振式充电电源变压器，为减小磁心体积，希望材料的矩形比越Ｖｔ图３—７串联谐振电源磁密和电压波形／／，，７力缎…，７／彳ｊ／乡－，，／以：，ｌ／。Ｂ／ｔ／／图３－８串联谐振电源磁密变化曲线若采用高矩形比材料，考虑矩形比为ｌ的极限情况，若磁心从最大剩磁处开始工作，如图３－８，第一个半周期后磁密变化到且，变化量为鹋，第二个半周期磁通内反向变化，由于矩形比为ｌ，其变化量丝＝觚，是无法满足串联谐振式开关电源电压波形需要的。Ｂ。／／。／／磊眈７３．２．３磁心损耗特性Ｈ图３－９矩形比为１的磁心磁密变化情况西南交通大学硕士研究生学位论文第２１页结合３．２．】和３．２．２节分析，在大功率串联谐振ＣＣＰＳ中，选用综合性能最佳的低矩形比的铁基纳米晶合金作为高频变压器的磁心材料。传统软磁材料，如硅钢和铁氧体，其损耗可根据损耗分离原则分解为磁滞损耗只、涡流损耗ｅ和剩余损耗￡的叠加，三种损耗均有各自的理论公式，从而可以建立传统软磁材料的损耗预测模型，然而这种模型并不适用于纳米晶软磁合金。为建立纳米晶材料的高频损耗模型，文献［２３］在厂＝２０～１０００ｋＨｚ和Ｂｍ＝０．０１～１．０丁范围内对纳米晶的损耗进行了测量，对所测数据采用三维拟合方法，得到损耗巴随厂和玩的关系式：匕－－９．０７１磷８５３ｆ１’４８６匕－－２．８７２Ｂ，：９７３ｆ１。７６６／＝２０～２００ｋＨｚｆ＝２００～１０００ｋＨｚ（３—２）（３－３）（３—２）（３—３）式中巴的单位为ｋｗ／ｍ３，厂的单位为ｋＨｚ，毋的单位为ｒ。在串联谐振ＣＣＰＳ中，高频变压器的工作磁通密度统并非一个稳定值，而是逐渐增大的。为串联谐振ＣＣＰＳ中高频变压器磁心的损耗，可将一个完整的充电过程分为若干个开关周期，得出每个周期磁通密度的增量ＡＢ，从而计算出各开关周期磁心的功率损耗，最后求和并计算平均值，即得铁心在充电过程中的平均铁损。３．３高频开关电源变压器绕组分析３．３．１绕组损耗高频变压器的绕组损耗只．定义为：只．＝Ｋ，如碟腑（３．４）上式中心为绕组的直流电阻，ｋ为电流有效值，Ｋｒ＝艮／如，称为导线的交流电阻系数。由于集肤效应（ｓｋｉｎｅｆｆｅｃｔ）和邻近效应（ｐｒｏｘｉｍｉｔｙｅｆｆｅｃｔ）的影响，导线的交流电阻要大于直流电阻，因此Ｋ，是高频变压器设计过程中的重要参数。１．集肤效应集肤效应又叫趋肤效应，当交变电流通过导体时，电流将集中在导体表面流过，这种现象叫集肤效应。如图３－１０所示，当导线中流过交变电流时，按右手法则将产生离开或进入剖面的磁力线，进而产生涡流。由图可知，涡流的方向加大了导线表面的电流，抵消了导线中心的电流，使得电流只在导线的表面流动，而导线中心却无电流。导线传说直流电流时，电流通过导线西南交通大学硕士研究生学位论文呈现出较大的电阻协８儿蚰３。磁力线．上■丫，＾薪金器霉曩磁寰：，兰＿ｒ磊引起的涡流第２２页截面均匀分布，而传送高频交流电流时，电流则集中于导线表面传送，因而累托方向使原电魂加强Ｊ．、由于集肤效应，交变电流沿导线表面向导线中心衰减，当衰减到表面电ｉ逵一△＝岳Ｋ，＝ＹＩＭ（ｙ）＋２／３（ｍ２－１）Ｄ（ｙ）ｌ出了集肤深度与电流的频率厂、导线的磁导率∥及电阻率Ｐ之间的关系式：（３－５）２．邻近效应相邻导线流过高频电流时，由于磁电作用使电流偏向一边的特性，称为邻近效应。当导线被分成几层绕制时，由于邻近效应的影响，电流集中在绕组交界面间流动，因此邻近效应又称为线圈的集肤效应。邻近效应随绕组层数增加而呈指数规律增加，其影响远比趋肤效应影响大㈨¨４０１。Ｄｏｗｅｌｌ在１９６６年提出了著名的Ｄｏｗｅｌｌ模型，给出了交流电阻系数Ｋ．的计算公式：（３—６）其中，Ｙ＝红／８，红为导体厚度（对圆导线吃＝０．８３４ｄ√ｄ／ｓ，ｄ为导线直径，ｓ为绕线中心之间距离）；万为１００ｏＣ时的趋肤深度万＝０．０７１／４７，ｍ为层数；Ｍ（ｙ１＝—ｓｉｎｈ（２ｙ）—＋ｓｉｎ（ｙ）考虑集肤效应和邻近效应的影响，绕组导线的直径一般不超过两倍集肤深度，当需要的线径大于两倍集肤深度时，可采用小直径的导线多股并绕。Ｄ（ｙ１＝一ｓｉｎｈ（ｙ）－ｓｉｎ（ｙ）ｃｏｓｈ（２ｙ）一ｃｏｓ（ｙ）ｃｏｓｈ（ｙ）＋ｃｏｓ（ｙ）３．３．２绕组结构按初次级绕组分布位置的不同，变压器绕组结构一般可分为简单绕制、西南交通大学硕士研究生学位论文３－１３所示。第２３页初／次级交替分层绕制和初次级均交替分层绕制三种。分别如图３－１１、３－１２、Ｔ—］上图３－ｉＩ简单结构ｂ】Ｕ二ｈｍＮｓ图３－１２初／级交替分层图３—１３初、次级交替分层采用简单结构绕制时，绕组排列顺序可以是以一札或以一Ｎｐ；采用初／级交替分层方法绕制时，绕组排列顺序可以是Ｍ／２一Ｍ—Ｎｐ／２或札／２．÷¨一札／２；采用初、次级交替分层方法绕制时，绕组排列顺序可西南交通大学硕士研究生学位论文第２４页以是Ｎｐ／２一Ｎｓ／２－．．－）Ｎｐ／２一Ｎｓ｝２或Ｎｓ／２＿Ｎｐ？２＿Ｎｆ２＿Ｎｐ／２ｏ采用初次级交替分层方法绕制可以降低变压器漏感，但线圈结构复杂，绕制困难。对于大功率串联谐振ＣＣＰＳ，由于变压器初级绕组匝数很少，而且线径较大，变压器漏感可用作谐振电感，故采用简单结构绕制；由于次级匝数较多，并为了减小绕组间的分布电容，对次级采用分段分层绕制。次级层问的连接方式有两种，如图３－１４（ａ）（ｂ）所示。在相同的层间绝缘间距下，图（ａ）中绕组的分布电容是图（ｂ）的３／４，但绕组绕制较为复杂，在高频变压器设计中，可根据需要选择合适的层间连接方式。Ｕ／ｍ２Ｕｌｍ３Ｕ／ｍＵ，．■，，卜ｊ，卜Ｉ、、．，卜ｔ．、ｊ，卜一·，Ｊ·’、＞ｆ＞厂．‘Ｉｉ‘’：≯ｉ．，’’、、：’Ｏ’ｉ＿、‘ｌ（ａ）Ｕ／ｍ＼．ｊ’‘ｊ、］、Ｊ３Ｕ／ｍ厂…］，………］０ｉ／＞１，，ｉ：广？、０、；、Ｌ２Ｕ／ｍ（ｂ）＞＞＞：’］Ｕ图３－１４层间绕组连接方式３．４高频开关电源变压器的优化设计３．４．１设计参数１．损耗与效率变压器的功率损耗定义为输入功率Ｐ与输出功率￡之差，分为两个分量：磁心损耗（铁损）巴和绕组损耗（铜损）只．。在额定电压ＵⅣ运行下，铁损基本不随负载电流变化而变化，所以铁损又称为不变损耗；如果忽略励磁电流，铜损就与负载电流的平方成正比，所以又把铜损称为可变损耗。分别对变压器进行空载试验和短路试验，可分别测得变压器在额定电压下的铁损耗凡Ⅳ和西南交通大学硕士研究生学位论文第２５页额定负载下的铜损耗‰。其中铁损匕在正常工作条件下保持不变，为％；铜损乞则随负载的变化而变化，只有在额定负载下才为‰，定义负载系数∥＝厶／厶Ⅳ，其中１２为负载电流，乞．Ⅳ为次级额定电流，则铜损名－－ｐ２‰。变压器总的损耗可表示为∑‰＝匕＋兄＝％＋∥２‰。忽略负载时次级电压的变化，变压器输出有功功率为：Ｐ２＝Ｕ２Ｎ１２ｃｏｓ呼０２＝Ｕ２Ｎｐｌ２Ｎｃｏｓ呼０２＝ｐＳ２Ｎｃｏｓ够２式中是Ⅳ为变压器次级额定容量，ＣＯＳ仍为变压器的功率因数。（３－７、ｌ变压器的效率可定义为刀＝鲁，式中最是次级输出的有功功率，鼻是初７级输入的有功功率。通过以上分析，变压器的效率可进一步表示为：刀＝鲁＝ｊｆ；爱＝历医：＿夏霎篆｝罕魏７７＝Ｊ＝———二—一＝—————二＿—型Ｌ——二上—＝—一■。日昱＋∑‰鹏＿Ⅳｃｏｓ仍＋％＋∥２‰ｐ＝心Ｐ弛Ｎ２‰Ｎｆ３．８ｌ（３－８）ｒ叫最大效率发生在墨＝ｏ时，（３—８）式对∥求导，可得出‰对应的值０ｑ（３·１０）此时匕＝％＝∥２‰＝巴系曲线见．图３—１５。可见，当变压器的铁损等于铜损时效率最高Ｈ¨。变压器的效率与负载系数的关图３—１５变压器的效率与负载系数的关系曲线２．分布参数高频变压器的分布参数有漏感和分布电容，高频下分布参数对开关电源的性能有重要的影响。对于开关式变换器来说，漏感会引起电压尖峰，对电路中的器件产生损坏，分布电容会引起电流尖峰并延长充电时间，增大开关以及二极管的损耗，降低变压器的效率和可靠性，因此在这种工作模式下希望尽可能的减小变压器中的分布参数；对于谐振式变换器来说，可以对变压器中的分布参数加以吸收或利用，全部作为谐振参数或其中的一部分，因此在这种工作模式下，需要准确设计漏感和分布电容的值。西南交通大学硕士研究生学位论文前已存在漏感和分布电容的解析公式幢钔把朝。第２６页在规则的磁心和绕组结构下，如环形和矩形磁心、同轴圆筒式绕组，目对于漏感，在同轴圆筒式绕组情况下，若线圈的高度远大于层间距离，线圈类似于长螺线管，并假设线圈中的磁场均匀分布，且所有的磁场能量都集中在线圈内部，则有：ｔ＝譬［△１２＋嘉熬（，，ｚ叫２＋了ｄｌ＋ｊ冰ｍ－］·ｍ川】其中三。为变压器折算到初级的总漏感Ⅳ１为初级绕组匝数ｐ为绕组平均匝长ｈ为绕组高度△１，为初次级绕组绝缘间距△，。为次级绕组层间间距（３．１１）４为初级绕组线径ｄ为初级绕组线径忉为次级绕组层数ｆ（ｋ，，，ｚ）＝３（１一生）（１一丝）＋占减小高频变压器漏感可采用以下措施：（１）减小绕组匝数，减小绕组厚度，增加绕组高度；（２）尽可能减小绕组间绝缘间距；（３）初次级绕组在磁心上均匀绕制；（４）初次级采用交替分层绕制。对于分布电容，同样在同轴圆筒式绕组情况下，当绕组均紧密绕制时，可将线圈展开等效成平行平板，利用平板电容器电容的计算方法，可近似计算变压器中的分布电容。当多层绕组的层间连接采用３．１４（ａ）方式时，则有：Ｃｒ－－筹ｃ去＋去ｃ和２＋等刍ｍ－Ｊｄｌ其中ｅ为变压器折算到初级的总分布电容胛＝Ⅳ２／Ⅳｌ，为变压器变比矗为真空介电常数￡为绝缘材料相对介电常数△，为初级绕组与磁心间的绝缘间距ｐ∽西南交通大学硕士研究生学位论文其它参数见式（３－１１）减小高频变压器分布电容可采用以下措施：（１）适当增加绕组间绝缘间距，采用介电常数小的绝缘材料；（２）尽可能减小初次级绕组对应面积；（３）当绕组匝数较多时，可采用分段分层绕制；（４）采用合适的绕组层间连接方式。第２７页通过以上分析可以看出，同时减小变压器的漏感和分布电容是矛盾的。在高频变压器的设计中，应根据不同的工作要求，保证合适的漏感和分布电容值。３．温升在变压器工作过程中，铁心和绕组中的损耗产生热量，使变压器相应部位温度升高，并且这些热量通过辐射和对流方式传递到周围环境中。对于温升我们应加以控制，以防止绕组烧坏，变压器热击穿、磁心性能下降等。在变压器温升的计算中，通常将磁心损耗和绕组损耗合并在一起，即是＝匕＋乞，并假设热量通过磁心和绕组的整个表面积均匀消散，则温升近似为昭劓：岔＝去（３－１３）ＫＸ‘Ｓｔ其中垃为允许温升足为变压器总损耗Ｋ为传热系数，对于油浸式变压器，Ｋｋ＝５ｘｌＯ－３ｗ／（ｏＣ·ｃｍ２）；对于干式变压器，’Ｋｋ＝１．２５ｘ１０－３形／（ｏＣ·ｃｍ２）Ｓ为变压器的总表面积在风冷和循环油冷条件下，变压器的温升可减小４０～５０％。３．４．２优化设计变压器的设计参数相互依存、相互制约，因此在设计中要进行合理的折衷，根据应用场合，首先满足一些处于支配地位的制约因素，然后对其它参数进行权衡折衷。由于这些参数的相互依存和制约性，要在一个设计中做到所有参数最佳是不可能的，如变压器的体积最小和效率最高往往无法同时达到，漏感和分布电容无法同时减小等。传统的高频变压器设计方法有ＡＰ法ｎ３，其实质是根据经验选择合适的磁心材料工作磁密吃，然后通过变压器的视在功率计算出窗口面积乘积ＡＰ；得到ＡＰ值后，根据厂家提供的参数表格选取磁心型号，并可查出该型号磁心的一系列参数，如磁心截面积Ａ，、窗口面积Ａ一重量等；最后根据磁心参数选西南交通大学硕士研究生学位论文则需要重选磁心型号和导线规格，直至达到设计要求。第２８页取导线，计算变压器的损耗、温升，完成设计。如无法满足温升等设计要求，ＡＰ法对于已形成标准化和系列化的铁氧体磁心非常有效，却不适用于目前尚无统一形状及尺寸系列标准的非晶及纳米晶软磁合金。因此，对于采用纳米晶软磁合金材料的变压器，其磁心参数需自行设计。３．４．２．１优化目标高频变压器的优化目标是变压器高效率，小体积，轻重量，同时保证绝缘、温升、分布参数满足设计要求。为实现变压器效率最高，在设计过程中应遵循以下两个原则：（１）变压器铁损与铜损相等；（２）变压器初次级绕组损耗相等。为实现变压器小体积，应采取合适的磁心和绕组结构。３．４．２．２优化方法纳米晶带材可用的磁心结构有矩形和环形两种，在磁心结构确定的情况下，根据变压器指定的工作条件，变压器磁心截面积、磁心窗口面积、绕组尺寸仅由初级绕组匝数Ｎ１和绕组结构决定，即初级绕组匝数Ｎ１和次级绕组层数ｍ决定了变压器的体积、重量、损耗、温升和分布参数。因此，针对矩形和环形两种磁心结构，以Ｎ１和ｍ为优化参量，用ＭＡＴＬＡＢ软件编写变压器参量的计算程序，通过对不同匝数和层数下变压器体积、重量、损耗等参数的比较，从而对大功率串联谐振式充电电源中的高频变压器进行优化设计。采用矩形和环形磁心的变压器结构图分别见图３－１６、３－１７。图３—１６矩形磁心变压器结构图西南交通大学硕士研究生学位论文第２９页图３－１７环形磁心变压器结构图以４２ｋＷ串联谐振式充电电源高频变压器为例，其工作条件为：变比：１：１１０初级电压：０＂－＂６００Ｖ次级电压：５０ｋＶ次级电流有效值：２Ａ初级电流有效值：２００Ａ磁心材料采用低矩形比铁基纳米晶软磁合金，次级绕组分６段多层绕制，层间连接采用３－１４（ａ）方式，磁心分别采用矩形和环形两种结构，初级绕组匝数Ｎ１分别取４＇－－＇８匝，次级绕组层数ｍ分别取２＂－－＇４‘层，‘所得计算结果如下：Ａ．矩形磁心初级匝数磁心截面积４５＊４８４０＊４４４０＊３７４５６（ｍｍ２）次级绕组层数磁心高度Ａ（ｍｍ）磁心宽度Ｂ（ｍｍ）２２７４１５７２６５４７９３２２４１７０３２５７３０４２３０６１４９２６５５８８３２４３１６２３２５７２９４２３３３１３５２６５６４８３２８０１５３３２５６８８４２１６１６１３９６０１７１９７１８３３９６２６５２０７１７５３９６１２０绕组高度ｈ（ｍｍ）体积（ｃｍ３）铁损（ｗ）铜损（ｗ）总损耗（ｗ）磁心重量（ｋｇ）２２４１０ｌ３２５８．３２００１１７３１６７．４１９０１４２３３２７．１２００１１９３１９７．４１７３１３８３１１６．４１６０１６７３２８６．Ｏ１８１１３７３１７６．７１６４１４８３１２６．１１３９１９２３３１５．２西南交通大学硕士研究生学位论文绕组重量（ｋｇ）总重量（ｋｇ）温升（。Ｃ）漏感（ｕＨ）分布电容（ｕＦ）１．１９．４３８０．２２０．４３１．２８．６３７Ｏ．４Ｏ．１６１．２８．３３６０．６２Ｏ．０８１－３８．８４０Ｏ．２７Ｏ．５１１．４７．８３９０．４９Ｏ．１８１．５７．４４００．７８Ｏ．０９１．５８．２４２Ｏ．３２Ｏ．５７１．５７．６４２０．４９０．２１第３０页１．７６．９４２０．９７Ｏ．１初级匝数磁心截面积（ｍｍ２）次级绕组层数２３７１１３３２６５８９２１６９１５６３２４６．３１．７８．Ｏ４４Ｏ．３６０．６４７３５＊３６３２７６１４６３２５７６７１３７１７７３１４５．１１．８６．９４４Ｏ．６７０．２２４２３２ｌ５９３９６１３６１２４２１５３３９４．６１．９６．５４５１．１Ｏ．１１２３９７１２３２６５９６３１５４１７４３２８５．７１．９７．６４６０．４１Ｏ．６９８３５＊３１３２９４１３６３２５８３０１２４１９６３２０４．６２．Ｏ６．６４６０．７５Ｏ．２５４２４０１４９３９６０８０１１０２３８３４８４．１２．１６．２４８１．２Ｏ．１２磁心高度ｈ（ｍｒｎ）磁心宽度Ｂ（ｍｍ）绕组高度ｈ（ｍｍ）体积（ｃｍ３１铁损（ｗ）铜损（ｗ）总损耗（ｗ）磁心重量（ｋ９１·绕组重量（ｋｇ）总重量（ｋｇ）温升（。ｃ）漏感（ｕＨｌ分布电容（ｕＦ）Ｂ．环形磁心初级匝数磁心截面积４５６４５＊４８４０＊４４４０＊３７（ｍｍ２）次级绕组层数变压器内径（ｍｍ）变压器外径（ｍｍ）２１２０３１８２６７６４４３８５３１０３２８２２６４６７３１７３９９６４１２１４８３３８２６８１９２３１０４３２０３２８４０３４７９３２１３９９５１１２１７６３５２２６８８９ｌ３１２０３２２３２８４８９４９５３２３３９９６０８绕组高度ｈ（ｍｍ）体积（ｃｍ３）西南交通大学硕士研究生学位论文铁损（ｗ）铜损（ｗ）总损耗（ｗ）磁心重量（ｋｇ）绕组重量（ｋ９１总重量（ｋｇ）温升（ｏＣ）漏感（ｕＨ）分布电容（ｕＦ）２３０１０１３３１８．６１．１９．７３３Ｏ．２３Ｏ．４２２０８１１７３２５７．７１．２８．９３３Ｏ．４１Ｏ．１５２０２１４２３４４７．５１．２８．７３４Ｏ．６５０．０８２０８１１９３２７７．７１．３９．１３２Ｏ．２８０．４９１８２１３８３１９６．８１．４８．２３２０．５０．１８１７２１６７３３９６．４１．５７．９３３０．８２０．０９１９０１３７３２８７．１１．５８．６３１０．３２Ｏ．５６１５９１５７３１７５．９１．６７．５３２０．６０．２第３１页１５１１９２３４２５．６１．７７．３３４０．９５Ｏ．１初级匝数磁心截面积（ｍｍ２）次级绕组层数变压器内径（ｍｍ）变压器外径（ｍｍｌ绕组高度ｈ（ｍｍ）体积（ｃｍ３）７８３５＊３１４１０７３３４３９９８０５１３５２１５３５０５．０１．９６．９３４１．１０．１１２２２９３９４２６９０４７１６４１７４３３９６．１１．９８．０３００．４１０．６８３１５７３４８３２９４１２１３３１９６３２９５．Ｏ２．Ｏ７．０３２Ｏ．７７０．２４４３５＊３６２２０４３７９２６９６９５１７９１５６３３４６．６１．７８．４３０Ｏ．３７０．６３３１３９３３９３２８９４４１４６１７７３２３５．４１．８７．３３２Ｏ．６９０．２２１２０３３６３９９９５３１２０２３８３５８４．５２．１６．６３５１．３０．１２铁损（ｗ）铜损（ｗ）总损耗（ｗ）磁心重量（ｋｇ）绕组重量（ｋｇ）总重量（ｋｇ）温升（ｏＣ）漏感（ｕＨ）分布电容（ｕＦ）通过对比计算结果可以发现，在相同的绕组结构下，随着绕组匝数的增多，变压器铁损逐渐减小，铜损逐渐增大；在铁损、铜损近似相等时，变压器总的损耗最小，效率最高；变压器漏感和分布电容均随匝数的增多而增大；在绕组匝数相等，次级绕组层数增多时，由于绕组平均匝长变大，同样使得铜损增大，铁损减小；随绕组层数的增多，漏感逐渐增大，分布电容逐渐减西南交通大学硕士研究生学位论文第３２页小，可见在相同变压器匝数下，同时减小漏感和分布电容是互相矛盾的。对于矩形磁心，初级绕组取６匝，次级绕组分三层绕制时，变压器整体体积最小，铁损铜损最为接近，总损耗最小，变压器效率最高，分布电容较小；同样对于环形磁心，初级绕组取６匝，次级绕组分三层绕制时，变压器体积较小，损耗最低，变压器效率最高。在相同的绕组匝数和结构下，矩形变压器与环形变压器相比，损耗小，重量轻，体积为后者的０．６６倍，同时由于散热面积较小，温升近似为后者的１．７倍。通过上述分析，可见在相同的变压器功率容量下，矩形磁心较环形磁心结构更为紧凑，其原因可归结为两方面：一是环形变压器不可避免地占用一部分磁心用于固定变压器，而矩形变压器可利用下侧磁心用于固定变压器；二是环形变压器绕组内侧长度限制了磁心窗口的利用率，使得变压器中心冗余空间较大，而矩形变压器磁心窗口的利用率则不受绕组长度的影响。同时矩形变压器损耗和重量均较后者小，因此更易实现变压器的高效率，小型化和轻量化。西南交通大学硕士研究生学位论文第３３页第４章基于ＡＮＳＹＳ的高频变压器仿真研究４．１有限元法及ＡＮＳＹＳ简介４．１．１有限元法简介有限元法（ｆｉｎｉｔｅｅｌｅｍｅｎｔｍｅｔｈｏｄ，ＦＥＭ）是从２０世纪６０年代迅速发展起来的一种数值计算方法。它首先成功应用于连续体力学领域，如飞机结构的静、动态特性分析，上世纪７０年代在Ｗｉｎｓｌｏｗ、Ｃｈａｒｉ、ｓｉＩｖｅｓｔｅｒ、Ｚｉｅｎｋｉｅｗｉｃｚ０．Ｃ等人的努力下，便迅速广泛地被用于求解电磁场、热传导、流体力学等连续性问题。有限元分析是利用数学近似的方法对真实物理系统进行模拟，利用简单而又相互作用的元素，即单元，用有限数量的未知量去逼近无限未知量的真实系统。有限元法的优点是解题能力强，可以比较精确地模拟各种复杂的曲线或曲面边界，网格的划分比较随意，可以统一处理多种边界条件，离散方程的形式规范，便于编制通用的计算程序Ｈ羽Ｈ引。有限元法进行分析计算的思路和作法可归纳如下：１．物体离散化将某个物理系统离散为各种单元组成的计算模型，即单元剖分。离散后单元与单元之间利用单元节点连接起来；单元节点的设置、性质、数目等可视问题的性质和计算精度而定。２．单元特性分析物理系统离散后，信息通过单元之间的公共节点传递。节点是空间中的坐标位置，具有一定的自由度（ＤｅｇｒｅｅｏｆＦｒｅｅｄｏｍ，ＤＯＦ）和存在相互物理作用。自由度用于描述一个物理场的响应特性，有限元法仅仅求解节点处的自由度值。为得到单元内所有点处的ＤＯＦ值，需进行分片插值，即将分割单元中任意点的未知函数用该分割单元中形状函数及离散网格点上的函数值展开，即建立一个线性插值函数。单元形函数是一种数学函数，规定了从节点ＤＯＦ到单元内所有点处的ＤＯＦ值的计算方法。单元形函数与真实工作特性吻合的好坏程度直接影响求解精度。３．单元组集利用相关理论和边界条件把各个单元按原来的结构重新连结起来，形成整体的有限元方程。４．求解节点的未知量西南交通大学硕士研究生学位论文第３４页通过上述分析，可以看出，有限单元法的基本思想是“一分～合”，分是为了进行单元分析，合则是为了对整体结构进行综合分析。４．１．２ＡＮＳＹＳ简介ＡＮＳＹＳ软件诞生于１９７０年，是由美国ＡＮＳＹＳ公司采用有限元算法开发的一套功能强大的分析软件，发展到现在已成为一个大型通用有限元设计分析及优化软件包，包括结构设计、电磁场分析、热分析、计算流体动力学等。其许多功能在全球范围内得到认同，在各个行业中得到广泛应用。目前最新版本为ＡＮＳＹＳ１１．０‘４４３ｍ３‘倒。ＡＮＳＹＳ的主要技术特点包括：１．唯一能够实现多场及多场耦合分析的软件。２．唯一实现前后处理，求解及多场分析统一数据库的一体化大型ＦＥＡ软件。３．唯一具有多物理场优化功能的ＦＥＡ软件。４．强大的非线性分析功能。５．多种求解器分别适用于不同的问题及不同的硬件配置。６．强大的并行计算功能支持分布式并行及共享内存式并行。７．多种自动网格划分技术。８．良好的用户开发环境。ＡＮＳＹＳ主要包括三个部分：通用前处理模块（ＰＲＥＰ７），求解模块（ＳＯＬＵＴＩＯＮ）和后处理模块（ＰＯＳＴＩ、ＰＯＳＴ２６）。１．通用前处理模块（ＰＲＥＰ７）前处理用于定义求解所需的数据。用户可选择坐标系统和单元类型、定义实常数和材料的特性、建立实体模型并对其进行网格剖分、控制节点和单元、以及定义耦合和约束方程。软件提供了１００种以上的单元类型，用来模拟工程中的各种结构和材料。前处理中建立模型和网格剖分是最主要的两部分内容。，ＡＮＳＹＳ提供了广泛的模型生成功能，用户可以快捷的建立实际工程系统的有限元模型。主要的建模方法有两种：实体建模和模型导入。其中实体建模是利用软件自带的功能建立模型，允许用户直接同模型的几何特性打交道，具体可分为自顶向下和自底向上两种；模型导入是指软件提供了强大的与多数ＣＡＤ软件的接口，实现数据的共享和交换，如Ｐｒｏ／Ｅｎｇｉｎｅｅｒ，ＡｕｔｏＣＡＤ，ＳｏｌｉｄＷｏｒｋｓ，ＮＡＳＴＲＡＮ，Ａｌｏｇｏｒ，Ｉ－－ＤＥＡＳ等，这样用户就可以用自己熟悉的西南交通大学硕士研究生学位论文ＣＡＤ系统建立好模型，然后将其导入到ＡＮＳＹＳ中进行分析。第３５页ＡＮＳＹＳ提供了使用便捷、高质量的对模型进行网格划分的功能，包括四种网格划分方法：延伸划分、映像划分、自由划分和自适应划分。延伸网格划分可将一个二维网格延伸成一个三维网格。映像网格划分允许用户将几何模型分解成简单的几部分，然后选择合适的单元属性和网格控制，生成映像网格。自由网格划分功能十分强大，可对复杂模型直接划分，避免了用户对各个部分分别划分然后进行组装时各部分网格不匹配带来的麻烦。自适应网格划分是指程序自动地生成有限元网格，分析、估计网格的离散误差，然后重新定义网格大小，再次分析计算、估计网格的离散误差，直至误差低于用户定义的值或达到用户定义的求解次数。２．求解模块ＳＯＬＵＴＩＯＮ在前处理阶段完成建模后，用户可在求解阶段进行结构分析（可进行线性分析、非线性分析和高度非线性分析）、流体动力学分析、电磁场分析、声场分析、压电分析以及多物理场的耦合分析，可模拟多种物理介质的相互作用，并具有灵敏度分析及优化分析能力。３．后处理模块ＰＯＳＴｌ和ＰＯＳＴ２６后处理过程包括两个部分：通用后处理模块ＰＯＳＴｌ和时间历程后处理模块ＰＯＳＴ２６。其中ＰＯＳＴｌ模块可对前面的分析结果以图形形式显示和输出，可将计算结果以彩色等值线显示、梯度显示、矢量显示、粒子流迹显示，立体切片显示、透明及半透明显示等图形方式显示出来，也可将计算结果以图表、曲线形式显示或输出；ＰＯＳＴ２６模块用于检查在一个时间段或子部历程中的结果，可绘制一个或多个变量随频率或其他量变化的曲线，有助于形象化地表示分析结果。本文中的模拟分析用到了ＡＮＳＹＳ中的低频电磁场分析、热分析和流体分析模块。４．２高频变压器的仿真研究高频变压器的优化设计需要准确预测漏感、分布电容和温升等关键参数的值，这些参数的获取，可通过解析法、实验测量和数值仿真三种。其中解析法通过解析或经验公式，可对少量规则磁心和绕组结构的分布参数和温升进行近似计算，其缺点是误差较大，且无法处理复杂的变压器结构；实验测量的方法最为准确，然而需要经过繁杂费时的测试，并受到实验条件、测试西南交通大学硕士研究生学位论文第３６页手段的限制，而且通过这种方法对分布参数进行调整，需要消耗大量的时间和成本；相对前两种方法，数值仿真能够处理复杂的变压器结构，提高了计算准确度，并可以方便地调整变压器的结构尺寸，使得其分布参数和温升值满足设计的要求，缩短了设计研制周期，降低了成本，因此本文对高频变压器的漏感、分布电容和温升进行了仿真研究。４．２．１高频变压器漏感的仿真研究通过３．４节分析可知，谐振式变换器可将变压器分布参数作为谐振参数，因此这种工作模式下，需要准确设计变压器漏感和分布电容值。例如在某大功率开关电源的研制中，要求谐振值在７．５∥日左右，由于电源系统采用谐振式变换器，可以完全吸收变压器漏感作为谐振电感，为此我们分别设计了四组变压器，通过不断调整磁心结构和绕组匝数，使漏感满足谐振电感的设计要求。四组变压器的结构参数分别为：第１组：磁心尺寸为４０＊４５＊７０＊８０咖４，初级绕组８匝，次级绕组６１２匝，分四段绕制，每段分９层，每层１７匝；初级绕组距磁心前后侧７ｍｍ，距磁心左右侧３衄；初次级绕组间距５衄，次级每段绕组高度为２５衄，厚度为１４ｍｍ。第２、３组：磁心尺寸为４０．４５．１００．１００ｍｍ４，初级绕组为１０、１１匝，次级绕组７００匝，分四段绕制；初级绕组距磁心前后侧７衄，距磁心左右侧３衄；初次级绕组间距ｌＯｍｍ，次级每段绕组高度为３５ｍｍ，厚度为１３ｍｍ。第４组：磁心尺寸为４０剐５木１００木１００ｌｉｌｍ４，初级绕组１２匝，次级绕组８４０匝，分四段绕制；初级绕组距磁心前后侧７ｍｍ，距磁心左右侧３咖；初次级绕组间距ｌＯｍｍ，次级每段绕组高度为３３ｍｍ，厚度为１３ｍｍ。由于变压器初级绕组结构较为复杂，而ＡＮＳＹＳ本身的对于复杂结构的建模操作较为繁琐，因此变压器磁心和初级绕组的实体模型通过Ｓｏｌｉｄｗｏｒｋｓ软件建立，然后再导入ＡＮＳＹＳ中。同时仿真过程中发现，建立初级绕组全部模型后，仿真需要大量的内存和磁盘空间，仿真时间较长。为提高效率，对变压器的初级绕组建立了１／２模型。其中第１、４组磁心及初级绕组的实体模型分别如图４－１、４－２所示。由于采用自由网格划分，考虑到空气区域的大小对绕组附近网格数的影响，建立了两层空气区域，其中内层空气紧紧包围磁心和绕组，外层空气包围内层空气，变压器整体模型如图４－３所示。西南交通大学硕士研究生学位论文第３７页图４－Ｉ第１组变压器实体模型审蓦§图４－２第４组变压器实体模型·“ｔ··３ｙ：ｆｊ：·＝‘‘＃．：１．｛：ｉｃ－：”．ｘ．＝…●－图４－３变压器整体模型利用ＡＮＳＹＳ中ＬＭＡＴＲＩＸ宏命令进行仿真，可得四组变压器初次级绕组西南交通大学硕士研究生学位论文的自感值和它们之间的互感值，结果见表４—１。表４－１四组变压器初次级绕组的自感和互感值变压器８匝１０匝１１匝１２匝初级自感（∥Ⅳ）’Ｏ．５１５４６Ｅ．０６０．６９２６３Ｅ．０６０．８５５０８Ｅ．０６Ｏ．８８１３６Ｅ．０６第３８页次级自感（／．ｔＨ）Ｏ．２０９５２Ｅ一０２０．２６２７０Ｅ．０２０．２６８９７Ｅ．０２０．４０９３２Ｅ．０２初次级互感（／．ｔＨ１Ｏ．１３００９Ｅ．０４０．１６６８５Ｅ．０４Ｏ．１８６８８Ｅ．０４０．２１０４２Ｅ－４ＡＮＳＹＳ仿真所得到的是变压器初次级绕组的自感和互感，根据漏感和自感、互感的关系式，可计算出折算到初级的变压器总漏感值Ｈ刀，公式中Ｎ＝Ｎ２ｆＮＩ厶矿＝厶一２Ｍ／Ｎ乞ｄ＝（厶一２Ｍ宰Ｎ）／Ⅳ２ｋ＝８宰（厶盯＋厶盯）４组变压器漏感的仿真值与测量值见表４－２－表４－２四组变压器漏感的仿真值与测量值变压器测量值（／．ｔＨ）８匝１０匝ｌｌ匝３．６５．０６．２７．７６（４－１）（４—２）（４—３）引线电感（／，ｔＨ）Ｏ．３６０．２９０．４３０．３２漏感实际值（∥日）３．２４４．７１５．７７７．４４漏感仿真值（ｇＨ）３．５７５．０６６．０９７．７２差值（／．ＩＨ）Ｏ．３３Ｏ．３５０．３２Ｏ．２８１２匝从表４．２可以看出，漏感仿真值与实验测量值较为吻合，二者差值稳定在Ｏ．３／．ｔＨ左右，且均是仿真值大于测量值；仿真的相对误差小于９．３％。可见利用ＡＮＳＹＳ软件对高频变压器的漏感进行仿真，其数据具有一定的可靠性，根据仿真所得参数进行变压器的研制是可行的。同时对４组变压器进行比较，可以发现满足设计要求的第４组变压器与前３组变压器相比，由于磁心增大、绕组增多，变压器体积有所增加；然而从整个电源系统的角度出发，采用第４组变压器省去了一个体积较大、发热严重的谐振电感，如与第２组变压器相比，就省去了一个体积为８．１３．５Ｃｍ３的谐振电感及辅助冷却装置。可见对于谐振式电源，完全利用漏感作为谐振电感，虽然增大了变压器的体积，却减小了整个电源系统的体积，并且因为减西南交通大学硕士研究生学位论文第３９页少了磁性器件的数目，提高了电源的稳定性和可靠性。在用ＡＮＳＹＳ对高频变压器进行３Ｄ漏感仿真过程中。为使变压器的有限元模型尽可能的逼近实际变压器，对有限元模型进行了多次改进，包括对初级绕组建模方法的改进，对初级绕组距磁心尺寸的修改等。在对这些模型的仿真结果进行分析比较后，发现变压器的漏感不仅随初次级绕组间距变化较大，而且对初级绕组和磁心之间的间距、扶级绕组的高度和初次级绕组的相对位置也很敏感。从这一结论出发，一方面我们在仿真过程中要准确量取变压器尺寸和建立变压器的实体模型，另一方面也为变压器结构参数的调整提供了思路。４２２高频变压器分布电容的仿真研究本小节对４．２．１中第４组变压器的分布电容进行仿真，其结构参数不变，次级绕组分ｌＯ层绕制，每层２ｌ匝。由于上下侧初级绕组与次级绕组相隔鞍远，且没有正对面积，因此忽略了它们之间的分布电容；另外次级绕组结构极为紧凑，且每层结构类似，因此认为次级每层之间的电容相同，为便于计算，仅建立了两层次级绕组，简化后的变压器实体模型如图４－４所示。ＡＮＳＹＳ中采用ＣＭＡＴＲＩＸ宏命令计算电容，需要建立包围变压器的空气区域，整体模型如图４－５所示。＿二＝———一—————————］Ⅷ一图４－４计算分布电容的变压器模型仿真所得变压器绕组问的静态电容如图４－６所示，其中前三项分别为初级、次级两层绕组对地（磁心）的集总电容，后三项分别为初级与次级两层间的电容以及次级两层间的电容，在计算变压器总的分布电容时，仅考虑第１、４、６项的电容值，即初级对地的电容Ｇ．、Ｇ，、Ｇ，，初次级间的电容及次级层间电容。折算到初级的变压器总分布电容ｅ．，的计算公式为：西南交通大学硕士研究生学位论文第４０页Ｆ———————］甄图４－５变压器整体模型ｏ＝（４＋‘１＋４＋Ｃｉ２＋Ｎ。＋％＋Ｎ２／（ｍ一１）／４）／３上式中Ｎ＝Ｎ２ＩＮ，，即变压器变比，珊为次级绕组的分层数。８ｔⅡＣａｐｓｃｌｔ¨ｃｅ８ｄｆＣａｐａｃｉｃ¨ｃｅＳｅｌｆ（４－４）一ｈ¨ｄ“ｍ“…ｒｈｔｒｉｘ一ｏＦｏｆｏｆｃｏｑｄ．ｔｃｔｏＰＣａｐａｃｌｔ扑ｃｅ～ｔ¨ｌ“ｐ吐ｉｔ柚ｃｅｂｅｒｇｅｎＩｔｔｔｕｌＣａｐ”ｌｔ帅ｃＢＩ＿＿砷ｄ叩…ｉｔｎｃｅＰｍｔ¨ｌ“脚ｉｔＭｃｏｈ咖ｎ…ｍ＊ｔｏＨｈｔ…¨ｎｍｍ呻，ｉｘｅＯｎｄ吐ｔ…２ｃＯｎｄｕｃｔ…３ｃｏｎｄ呲０Ｍ１．－ｅ．４２１３Ｅ－１９０．３０３９８Ｅ－１１Ｂ．？，５３８Ｅ－１１１．ｕｄ１．¨ｄｈＪｔｏ—ｄｉｎＩｎＣａｐｅ￡ｉｔ蛐ｃｅ●酏’虹ｈ●ｍ’ｉｔｏＨｄ３ｄ●删ｔ…＿ｔｔｉｘ‘３…３．２）２－３．－３．－日．２１５１３Ｅ－ｌｅ日．２Ｓ４Ｓ怔－ＩＩ２．蛐ｄｉｌ．０２，０证—前ｆｌｌｅ０●ｎ｝ｉｘ麒图４－６变压器静态电容计算结果对仿真数据处理后，可得该变压器的分布电容值为０．１７８ｐＦ。４．２．３高频变压器热仿真研究大功率高频变压器损耗较大，发热量严重，因此散热设计是其设计的关键之一，若散热不合理，工作时热量不能很快散发出去，导致温升超过变压器油或硅堆等器件的极限温升，就会使其性能恶化，严重影响开关电源系统的寿命和可靠性。然而变压器内部的温度分布难以解析计算和测量，且根据实验结果进行散热设计存在周期长的问题，因此对变压器温度场进行数值模拟，对于改进变压器的散热设计具有十分重要的指导意义””Ⅲ““。本节以３５ｋＶ／５０ｋＷ变压器为例，使用ＡＮＳＹＳ软件对其进行热仿真。ＡＮＳＹＳ中涉及热仿真的软件包有热分析模块和流体分析模块中的热分析部分，考虑到变压器中油受热后产生自然对流，而热分析模块无法处理流体的运动，因西南交通大学硕士研究生学位论文第４ｌ页此采用流体模块进行热仿真，建模使用三维流体单元ｆｌｕｉｄｌ４２。变压器中磁心和初次级绕组模型如图４－７所示，它们的损耗分别为２５０Ｗ、１６０Ｗ、１００Ｗ，根据几何尺寸可算出相应的生热率分别为２．９ｅ５∥／ｍ３、１．０８７ｅ６Ｗ／ｍ３、２．３８ｅ５Ｗ／ｍ３：以上实体模型被变压器油包围，变压器油外侧为油箱，油箱外侧施加空气自然对流边界条件，其中变压器油的密度与温度的关系式为：ＤＥＮ＝８７７－０．５９（Ｔ－２７３）式中ＤＥＮ为变压器油的密度，ｒ为绝对温度。———————］ｒ＊‘‘＿“～‘（４－５）包含变压器油和油箱的变压器整体模型如图４－８所示。＿＝———————］ｒ一图４－７磁心及初次级绕组实体模型｛图４－８变压器整体模型本节首先对基本结构的变压器进行熟分析，所得温度分布如图４－９所示，可以看出变压器表面最低温度为３４５Ｋ，最高温度为４２７．５Ｋ，最高温度分布区域位子初级绕组上。西南交通大学硕士研究生学位论文第４２页为降低温升，在油箱内侧四周加水管通水冷却，热分析所得温度分布如图４—１０所示，变压器表面最低和最高温度分别下降了５２Ｋ和１５Ｋ，最高温度区域仍位于初级绕组上。为降低初级绕组温升，在初次级绕组骨架上开槽，形成油道，以便于自然对流下变压器油的流通，开槽后变压器的实体模型如图４－１１所示，热分析所得温度分布如图４－１２所示，可以看出开槽后初级绕组上温度为３９４Ｋ，与图４一１０相比下降了１９Ｋ。图４＿９基本结构变压器温度分布云图，＿●＝’＿＿＝＿｝’ｉ＿＿７忑—？，。图４－１０加水冷边界变压器温度分布云图西南交通大学硕士研究生学位论文廑第４３页图４一１１开槽后变压器的实体模型图４—１２开槽后变压器温度分布云图４．２．４高频变压器电场仿真研究本小节对４．２．１中第４组变压器的电场分布进行仿真“…，由于４段次级绕组结构相同，为方便计算，仅建立了一段次级绕组，磁心及绕组的模型如图４—１３所示。仿真完成后，ｚ＝Ｏ面上２Ｄ局部电场矢量分布如图４－１４所示，可以看出最高场强为次级最外层，大小为４．１ｋＶ／ｍ，聚四氟乙烯薄膜的绝缘强度为２５～６０ｋＶ／ｍｍ，可见０．３衄的次级层间间距满足绝缘要求。西南交通大学硕士研究生学位论文第“页裹—————————舅图４—１３计算电场的变压器模型巍一黜ｉ＝嚅·二＿’·、二．．二．．一ｊ蔓＾．ｆ。［匙【～一＿量。ａＥ＿Ｅ嘉■三‘号ｔｎＪ靠图４—１４ｚ＝Ｏ截面局部电场矢量分布图西南交通大学硕士研究生学位论文第４５页第５章大功率高频开关电源变压器的研制与应用５．１参数测试高频变压器分布参数的测量有电桥法、谐振法等，其中电桥法较为繁杂，且需将变压器从电源系统中分离出来，独立进行测量。因此，我们采用谐振法测量漏感；根据串并联谐振ＣＣＰＳ谐振电流的变化特点，通过电流波形测量分布电容。５．１．１漏感的测量高频变压器的等效模型如图５一ｌ所示，其中ｋ、巳分别为变压器折算到初级的漏感和分布电容，ＴＸ为理想变压器。在用谐振法测量厶时，将变压器次级短路，分布电容％被短接，初级与外加谐振电容Ｃ相连，形成并联谐振，其电路如图５－２所示。测量时先用直流电源给已知电容Ｃ充电，然后迅速打开开关，形成ＬＣ并联谐振，根据示波器读出的谐振周期丁，可推算出变压器的漏感值，其关系式为：Ｔ＝２ｚｃ．、／ＬｏＣ·：．７Ｉ一一、７、．７，一——一．－—一＾一一一厂鼍，一ｘ一ｉ（５·１）…，：。：Ｃｓｔｒ尘ｏ’≯ｒ：图５－１高频变压器等效模型１２Ｖ图５—２谐振法电路示意图西南交通大学硕士研究生学位论文第４６页５．１．２分布电容的测量由于分布电容的存在，串联谐振ＣＣＰＳ电路结构变为串并联结构，如图５－３所示，其中ｃｌ为谐振电容，ｃ２为分布电容，ｃ３为负载电容等效至变压器初级的值，设ｃ１：＝Ｃｌｃ２／（Ｃｌ＋ｃ２），７：＝２橱，互＝２万厩，ｋ＝Ｇ／ｃ，，五为理想的串联电路谐振周期，正为串并联电路谐振周期。图５－３串并联谐振ＣＣＰＳ主电路定义ｃ１～ｃ４开关管导通时的谐振电流处于谐振正半周期，口～Ｄ４二极管续流时的谐振电流处于谐振负半周期，通过对串并联谐振ＣＣＰＳ进行系统分析，根据一个谐振周期输出充电电流的有无，可将其充电过程分为三个阶段哺２１：（１）双脉冲电流输出阶段：此阶段充电电流在正负谐振半周期内均存在，其中谐振电流正半周期不变，为互／２，负半周期随输出电压的升高而减小，从互／２减至正／２，末期输出电压为Ｋ。／（１＋七）。（２）单脉冲电流输出阶段：此阶段充电电流仅在正谐振半周期内存在，谐振电流正半周期从石／２减至兀／２，负半周期保持兀／２不变，末期输出电压为２¨。／（１＋ｋ）。（３）零脉冲电流输出阶段：此阶段充电电流在正负谐振半周期均为零，充电结束。谐振电流正负周期均为兀／２。可见，理想的串联谐振ＣＣＰＳ，其谐振电流的正负半周期始终保持不变，并在输出电压达到最大值杉。后消失，而串并联谐振ＣＣＰＳ，其谐振电流的正负半周期均随输出电压值而变化，并在输出电压达到最大值２杉。“七十１）后依然持续下去。根据以上分析，在串联谐振ＣＣＰＳ充电过程中，可以通过观测谐振电流波形，判断处于第二个充电阶段的电流波形，读取该阶段谐振电流负半周期大小，从而计算出变压器的分布电容值。以一台４２ｋＷ串联谐振ＣＣＰＳ为例，其谐振电感为６．５∥日，谐振电容为３９Ｆ谐振周期正为２７．７∥ｓ，充电过程中截取的谐振电流波形见图５－４所示，从图Ａ可看出电源工作至６．８ｍｓ时，谐振电流正半周期为１３．１口Ｊ，小于互／２，判西南交通大学硕士研究生学位论文第４７页断此时处于第二充电阶段；从图Ｂ可看出谐振电流负半周期为５．６８∥ｓ，根据互的表达式可计算出变压器等效至初级的分布电容为０．６９Ｆ，与用ＰＳＰＩＣＥ对充电电源进行仿真所得谐振电流波形一致，如图５－５所示。八、１．—。一…、八季＋十｛．士、～。一ｔ，４琳一格ｔ．４ｗ＿各Ａ正半周期图５—４Ｂ负半周期６．８ｍｓ谐振电流实验波形《●节幢旷．．｛；Ｉ阜一６～‰一６｝蒜恤一艘．；脚～６．｜萋图５－５５．２６．８ｍｓ谐振电流仿真波形ＣＯＰＳ中的应用及分析本文根据计算程序所得优化结果，并结合ＡＮＳＹＳ所进行的分布参数和热仿真分析，对４２ｋＷ高频变压器进行了优化设计，其设计指标为：初级电压：６００Ｖ次级电压：５０ｋＶ工作频率：３６ｋｌ－Ｉｚ次级电流有效值：２Ａ初级电流有效值：２００Ａ西南交通大学硕士研究生学位论文第４８页高频变压器磁心选用饱和磁感应强度高，高频损耗小的超微晶材料，工作磁通密度选为０．９Ｔ，磁心结构为矩形，磁心尺寸为４０ｘ４０ｘｌＯＯｘｌ００衄＇；初级绕组采用１００股裸线线径为０．９衄的漆包线并绕，ｌｉｔｚ线外径为８ｍ，次级绕组采用单股线径为１哪的高压线：绕组初级取１１匝，次级１１００匝，为减小分布电容，次级绕组分４段１２层绕制，４段绕组串联输出；绕组初次级之间及次级层间采用聚四氟乙烯骨架绝缘，其中初次级绝缘间距１０珊，次级层间间距０．３ｍ；漏感测量值为６．４７９日；变压器和硅堆浸入变压器油中，油箱尺寸为３７０ｘ３００ｘ３５０ｍｔａ３。变压器实物图如图５＿６所示，实测负载电压和充电电流波形如图５．７所示，可以看出负载电容在８．６ｍｓ已充值５０ｋｖ，满足了设计要求。图５－６５０ｋＶ／４２ｋＷ变压器实物图…Ｏ”…ｈ口一ｖ“一一∞～。ｔ二Ⅲｓ格图５—７负载电压和充电电流波形西南交通大学硕士研究生学位论文第４９页结论本文针对开关电源的发展趋势对变压器设计提出的新要求，对大功率高频变压器的优化设计方法和有限元仿真技术进行了研究，主要结论有：（１）通过对不同矩形比磁心材料在谐振式ＣＣＰＳ变压器中的工作特性进行的理论分析，明确了谐振式高频开关电源变压器磁心材料的选取原则，并最终确定选取低矩形比纳米晶合金磁心材料。（２）研究了高频变压器三维电磁场有限元分析技术，分别采用ＡＮＳＹＳ软件建立了漏感、分布电容和电场分布的实体模型，编写了相应的仿真程序，得到了变压器分布参数及三维电场矢量图，通过对一系列高频变压器分布参数仿真结果和实测数据的对比，验证了这种有限元分析技术的准确性。（３）研究了高频变压器热仿真技术，建立了不同冷却系统下变压器的热仿真模型，得到相应的变压器三维温度分布云图，从定性的角度为变压器冷却系统的改进提供仿真支持。（４）根据串并联谐振式ＣＣＰＳ中谐振电流正负周期的变化规律，提出一种快速简单地计算分布电容的方法，并通过仿真验证了该方法的准确性。（５）综合解析法和仿真技术，对４２ｋＷ高频变压器进行了优化设计，并通过实验测试验证了设计的合理性。综上所述，本文对谐振式高频开关电源变压器的优化设计做了深入的研究工作，所采用的有限元仿真技术，特别是漏感的仿真，能够缩短高频变压器的研制周期，降低设计成本，在理论和应用上均有一定的实用价值。另外，由于时间和能力所限，高频变压器的电场模型尚需改进，热仿真结果的实验验证工作尚未开展，这些都有待于在今后的研究工作中逐渐完善。西南交通大学硕士研究生学位论文第５０页致谢本论文是在导师刘庆想教授的悉心关怀和精心指导下完成的，从选题、项目研究到审阅本文都倾注着导师巨大的心血。导师敏锐的洞察力、清晰的研究思路和严谨求实的工作作风使我受益匪浅。在此特向我的导师表示崇高的敬意和最衷心的感谢！同时感谢高国强博士、张政权博士、向欣硕士、陈彬硕士、唐冬林硕士、代书娟硕士对我的帮助。西南交通大学硕士研究生学位论文第５１页参考文献［１］张占松，蔡宣三．《开关电源的原理与设计》．电子工业出版社．２００４．［２］周邦雄．《实用电源技术手册》．吉林电子出版社．２００５．［３］姬海宁．《高频开关电源变压器的优化设计及其应用》．电子科技大学硕士学位论文．２００３．［４］ＰｅｔｋｏｖＲ．Ｏｐｔｉｍｕｍｄｅｓｉｇｎｏｆａｈｉｇｈ—ｐｏｗｅｒｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＳ．１９９６．１１（１）：３３—４２．ＮａｎｏｃｒｙｓｔａｌｌｉｎｅＣｏｒｅＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｆｏｒＨｉｇｈ—ＰｏｗｅｒＨｉｇｈ—ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎｉｎｄｕｓｔｒｙａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ．Ｖ０１．４４，Ｎｏ．１．Ｊａｎｕａｒｙ２００８．Ｐａｇｅ（Ｓ）：２１３—２２２．学位论文．２００３．Ｓｉｐｐｏｌａ．ＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓＦｏｒＴｈｅＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＰｏｗｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＤｅｓｉｇｎａｎｄＩｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ．ＨｅｌｓｉｎｋｉＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＡｐｐｌｉｅｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＬａｂｏｒａｔｏｒｙ．２００３．ｋｅｕｕｇ．ＷｏｎｇＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｆｏｒＳｗｉｔｃｈｉｎｇＭｏｄｅＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｉｅｓ．ＧｒｉｆｆｉｔｈＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ａｕｓｔｒａｌｉａ．２００４．ＡＦ．ＩｓｓｕｅｓＲｅｌａｔｅｄｔｏ卜１０ＭＨｚＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＤｅｓｉｇｎ．ＩＥＥＥ１９ｔｈＡｎｎｕａ．ＰＥＳＣ’８８Ｒｅｃｏｒｄ．Ｖ０１２，Ｐａｇｅ（Ｓ）：ｌ１０５一ｌｌ１１．１］ＣａｓｅｙＬＦ．Ａｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ｌｏｗｖｏｌｕｍｅ，ｐｏｉｎｔ—ｏｆ—ｌｏａｄｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｆｏｒｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄｐｏｗｅｒｓｙｓｔｅｍｓ．ＩＥＥＥ３ｒｄＡｎｎｕａｌ，ＡＰＥＣ’８８，１９８８．Ｐａｇｅ（Ｓ）：３５２－３５９．报．Ｖ０１３１Ｎｏ．４，２００２．件．１９９４，２５（２）：１２－１４．Ｖ０１．３７Ｎｏ．５，２００６．Ｓｈｅｎ，Ｆ．Ｗａｎｇ．Ｈｉｇｈｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙｎａｎｏｃｒｙｓｔａｌｌｉｎｅｃｏｒｅ［５］Ｗ．Ｓｈｅｎ，Ｆ．Ｗａｎｇ．Ｈｉｇｈ—Ｄｅｎｓｉｔｙ［６］张文利．《高压大功率开关电源技术的研究》．中国科学院研究生院硕士［７］刘凤君．《现代高频开关电源技术及应用》．电子工业出版社．２００８．［８］Ｍｉｋａ［９］Ｆｕ［１０］Ｇｏｌｄｂｅｒｇ［１［１２］魏智．用于雷达发射机的１４０ＫＷ高压开关电源．现代雷达．２０００年第３期．［１３３王京梅，兰中文等．高频开关电源变压器的优化设计．电子科技大学学［１４］戴京营．电源铁氧体中的磁滞损耗和涡流损耗的研究．磁性材料及器［１５］刘燕，王京梅．高频开关电源功率变压器的漏感．磁性材料及器件［１６］Ｗ．西南交通大学硕士研究生学位论文ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｄｅｓｉｇｎｆｏｒｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ第５２页ｓｙｓｔｅｍｓ．ＩｎｄｕｓｔｒｙＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．Ｖｏｌｕｍｅ３，一２２２２．２－６Ｏｃｔ．２００５，Ｐａｇｅ（Ｓ）：２２１６［１７］马昌Ｎｏ．６开关电源变压器及其磁芯的发展．磁性材料与器件．Ｖ０１．３０１９９９．ｏｆｅｄｄｙｃｕｒｒｅｎｔｓｉｎｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｎｄｉｎｇｓ．ＩＥＥ［１８］Ｐ．Ｄｏｗｅｌｌ．Ｅｆｆｅｃｔｓｖ０１．１１３，ｐｐ１３８７—１３９４，１９６６．ｉｓｓｕｅｓｏｆｔｈｅ［１９］ＰｅｔｋｏｖＲ．Ｄｅｓｉｇｎｈｉｇｈ—ｐｏｗｅｒｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＰｏｗｅｒｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓａｎｄｄｒｉｖｅｓｙｓｔｅｍｓ．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆ１９９５ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎ．１９９５．１：４０１－４１０．ｃｏｐｐｅｒ［２０］ＲｏｂｅｒｔＦ．Ｔｈｅｎｏｌａｙｅｒｆａｃｔｏｒ．ａｌｔｈｏｕｇｈｗｉｄｅｌｙｂａｓｅ．ＩＥＥＥ３１ｓｔｕｓｅｄａｎｄｕｓｅｆｕｌ，ｈａｓｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌＡｎｎｕａｌ。ＰＥＳＣ’００，２０００．３：１６３３—１６３８．［２１］ＷａｓｅｅｍＭｏｄｅｌＡ．Ｒｏｓｈｅｎ，ＡＰｒａｃｔｉｃａｌ，ＡｃｃｕｒａｔｅａｎｄＶｅｒｙＧｅｎｅｒａｌＣｏｒｅＬｏｓｓｆｏｒＮｏｎｓｉｎｕｓｏｉｄａｌＷａｖｅｆｏｒｍｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＯｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓｖ０１．２２．Ｎｏｌ，２００７．［２２１Ｈ．Ｒ．Ｋａｒａｍｐｏｏｒｉａｎ，Ｇｈ．Ｐａｐｉ，ａｎｄＡ．Ｚａｄｅｈ９０１．ＶｏｌｕｍｅａｎｄＬｏｓｓＯｐｔ『ｉｍｉｚａｔｉｏｎｏｆＭｏｄｅ２００６．ＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｆｏｒＣｏｍｐａｃｔＳｗｉｔｃｈＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙＣｏｎｓｉｄｅｒｉｎｇＣｏｒｒｅｃｔｅｄＷａｖｅｆｏｒｍＦａｃｔｏｒ．ＩＥＥＥ［２３］杨磊等．开关电源磁芯材料的纳米晶合金的高频损耗行为．同济大学学报．Ｖ０１．３４Ｎｏ．８，２００６．［２４］王瑞华．《脉冲变压器设计》．科学出版社．１９９６．［２５］电子变压器专业委员会编．１９９８．《电子变压器手册》．辽宁科学技术出版社．［２６］Ｂｉｅｌａ，Ｊ．：Ｋｏｌａｒ，Ｊ．Ｗ．；Ｕｓｉｎｇ．ＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＰａｒａｓｉｔｉｃｓｆｏｒＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓｍＡＲｅｖｉｅｗｏｆｔｈｅＣａｌｃｕｌａｔｉｏｎｏｆｔｈｅＳｔｒａｙＣａｐａｃｉｔａｎｃｅｏｆＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ．ＩｎｄｕｓｔｒｙＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＶｏｌｕｍｅ４４，Ｉｓｓｕｅｌ，Ｊａｎ．一ｆｅｂ．２００８Ｐａｇｅ（ｓ）：２２３—２３３．［２７］姬海宁、兰中文等．高频开关电源变压器的设计方法．磁性材料及器件Ｖ０１．３５．Ｎｏ．２，２００４．［２８］ＤａｉＮ．Ｅｄｇｅｅｆｆｅｃｔａｎａｌｙｓｉｓｉｎａｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ．１９９４ＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．１９９４。２：８５０－８５５．西南交通大学硕士研究生学位论文［２９］ＬａｙｅｒｓＤ．Ｗａｖｅｆｏｒｍｆｏｉ１ｄｅｐｅｎｄｅｎｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇＩＥＥＥｌｏｓｓｅｓＰｏｗｅｒｉｎ第５３页ｆｌｙｂａｃｋｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｎｄｉｎｇｓ．２００２ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．２００２，３：１２３６－１２４１．［３０］ＴｅｎｙｅｎｈｕｉＳ，Ｅ．Ｄ．Ｇ．，Ｇｉｒｇｉｓ，Ｇ．．Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ９９１—９９５．ｏｆｃｏｒｅＲ．Ｓ．，Ｍｅｃｈｌｅｒ，Ｇ．Ｆ．，ａｎｄｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＺｈｏｕ，ａｎｄｐｐ．ｈｏｔ—ｓｐｏｔｉｎｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．２００２，ＰＤ一１７，（４），［３１］Ｃ．Ｃ．Ｈｗａｎｇ，Ｐ．Ｈ．Ｔａｎｇｈｉｇｈ‘—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅｒｉａｎｄＹ．Ｈ．Ｊｉａｎｇ．Ｔｈｅｒｍａｌｕｓｉｎｇｆｉｎｉｔｅｅｌｅｍｅｎｔｓａｎａｌｙｓｉｓｃｏｕｐｌｅｄｏｆｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓｍｅｔｈｏｄ．ｗｉｔｈｓｅＩＥＥＰｒｏｃ．～Ｅｌｅｃｔｒ．ＰｏｗｅｒＡｐｐｌ．，Ｖ０１．１５２，Ｎｏ．４．Ｊｕｌｙ２００５．［３２］赵争菡．《开关电源中高频变压器分布电容的分析与计算》．河北工业大学硕士学位论文．２００６．［３３］姬海宁、兰中文等．开关电源变压器磁芯磁场与漏磁场的３Ｄ仿真研究．低压电器．２００６年第１０期．［３４］姬海宁、兰中文等．基于ＡＮＳＹＳ的开关电源变压器热模拟研究．磁性材料及器件．２００６年第４期．［３５］李网生．《脉冲调制器新型充电电源的研究》．南京理工大学硕士学位论文．２００５．［３６］钟和清．《激光热核聚变能源系统研究》．华中科技大学博士学位论文．２００４．［３７］ＲｏｎＬｅｎｋ著．王正仕张军明译．版社．２００６．《实用开关电源设计》．人民邮电出［３８３赵修科．《开关电源中磁性器件》．南京航空航天大学出版社．２００４．《变压器实用技术大全》．机械工《开关电源手册》．人民邮电出版［３９］马丁Ｊ·希思科特著．王晓莺等译．业出版社．２００４．［４０］ＫｅｉｔｈＢｉｌｌｉｎｇｓ著．张占松等译．社．２００６．［４１］尹克宁．《变压器设计原理》．中国电力出版社．２００３．［４２］罗伯特戴维等著．关正西强洪夫等译．《有限元分析的概念与应用》．西安交通大学出版社．２００７．［４３］高艳丰．《电压互感器电磁场有限元分析与优化设计技术的研究》．河北工业大学硕士学位论文．２００６．西南交通大学硕士研究生学位论文第５４页［４４］邓凡平．《ＡＮＳＹＳｌ０．０有限元分析自学手册》．人民邮电出版社．２００７．［４５］龚曙光．（《ＡＰＤＬ参数化有限元分析技术及其应用实例》．中国水利水电出版社．２００４．［４６］阎照文等．（｛ＡＮＳＹＳＩＯ．０工程电磁分析技术与实例详解》．中国水利水电出版社．２００６．［４７］李朋等．基于ＡＮＳＹＳ的电力变压器漏感参数计算及其在绕组变形中的应用研究．中国高等学校电力系统及其自动化专业第二十二届学术年会．２００６．［４８］闵越，肖静．变压器三维电场分析方法探讨．山东大学学报．Ｖ０１．３７Ｎｏ．６，２００７．［４９］张朝晖．《ＡＮＳＹＳ热分析教程与实例解析》．中国铁道出版社．２００７．［５０］张国智．《ＡＮＳＹＳｌ０．０热力学有限元分析实例指导教程》．机械工业出版社．２００７．［５１］李季等．变压器热一磁三维有限元计算．电力系统及其自动化学报．Ｖ０１．１９，Ｎｏ．１，２００７．［５２］钟和清．串联谐振ＣＣＰＳ电路结构研究．电气传动Ｖ０１．３５，Ｎｏ．７，２００５．西南交通大学硕士研究生学位论文第５５页附录１矩形铁心高频变压器参数计算程序（单位ｍｍ）ｎ＝１００；Ｎｌ＝６：Ｎ２＝Ｎ１幸ｎ：Ｃ＝４５；Ｄ＝３７；Ｉｎ＝５：Ａｅｅ＝Ｃ·Ｄ；１１＝２００；１２＝２；ｄｃｕ＝０．９：Ｄｃｕ＝１．５：Ａｃｕ＝０．６４；％变压器变比％初级绕组匝数，变量％次级绕组匝数％磁心材料宽度％磁心厚度％次级分层数，变量％磁心截面积％初级电流有效值％次级电流有效值％导线裸线直径％导线外径，考虑轴向占用系数％裸线截面积％初级ｌｉｔｚ线并绕数％初级ｌｉｔｚ线面积％初级ｌｉｔｚ线直径％次级每段每层匝数，４段ｍｌ＝ｃｅｉｌ（Ｉ１／６００／Ａｃｕ·ｌＯＯ）；Ａｃｕｌ＝．（１．１／２）＾２搴ｐｉ·ｍＩ／０．８；Ｄｃｕｌ＝（Ａｃｕｌ／ｐｉ）＾０．５牛２：Ｎ２２＝ｃｅｉｌ（Ｎ２／４／ｍ）；％变压器尺寸Ｙ＝５＊３＋Ｎ２２幸Ｉ．５＊３＋２０；Ｙ１＝Ｎ２２·１．５幸３：ｇＯ＝２０；ｇｌ＝０．５；％磁心窗口高度。考虑倒角１０ｍｍ％单侧次级绕组高度％两线包间距％初次级绝缘间距％次级层间间距％磁心窗口宽度％磁心整体高度，考虑内侧保护盒厚度％磁心整体宽度，考虑内侧保护盒厚度％平均磁路％磁心重量％绕组厚度，未加保护盒厚度９２＝０．５；Ｘ＝（Ｄｃｕｌ＋９１＋ｍ幸１．５＋（ｍ－１）宰薛）幸２＋ｇｏ；Ａ＝Ｙ＋２宰１３＋４；Ｂ＝Ｘ＋２枣叫：１＝（Ｘ＋Ｙ＋Ｄ幸２＋８）奉２；Ｍｃ＝ｌ＊Ａｅｅ＊０．８幸７．３／１０＾６：ｈ＝Ｄｃｕｌ＋ｇｌ＋１．５卑Ⅱ一萨·（ｍ一１）；西南交通大学硕士研究生学位论文第５６页ｓ＝（Ｃ＋ＤＨ％＋８）幸Ｙ丰２＋Ｄ宰（Ｘ＋２木Ｄ叶８）奉４＋Ｃ宰（Ｘ十２宰Ｄ＋８）幸２＋（Ｃ＋４）牛（ＤＨ）木４＋（（Ｃ＋２％＋４）木（Ｄ＋２％＋４）—（Ｃ＋４）奉（ＤＭ））幸４；Ｖ＝Ａ卑（Ｂ＋２铀＋４）·（Ｃ＋２％＋４）；１１＝（（２·Ｃ＋２宰Ｄ＋８＋４奉（Ｄｃｕｌ））＾２＋（Ｎ２２＂１．５＋５）＾２）＾ｏ．５；１２＝２·（Ｃ＋Ｄ一卜８＋４牛（Ｄｃｕｌ＋ｇｌ＋（９２·（ｍ．１卜１．５宰ｍ）／２））；Ｍｗ－－－（ＮＩ＊ｌｌ事ｍ１＋Ｎ２事匕）奉５．９３６／１０＾６；％变压器表面积％变压器体积％初级绕组匝长，螺旋线％次级绕组平均匝长％绕组重量Ｍｇｕ＝６木５｝（（Ｃ＋２·（ｂ＋１０））·（Ｄ屹·（ｈ＋ｌｏ））－ｃ宰Ｄ）·０．５·１０＾－６＋Ｎ２２＂１．５木５木ｍ·６卑０．５牛】０＾－６“（Ｃ＋４）·（Ｄ一４）．Ａｅｅ）＊ｌ＊０．９８＂１０＾－６；ＴＩ＝Ａ＋４；％骨架、绝缘层、保护盒重量％磁心＋绕组的尺寸，长、宽、高Ｔｗ＝Ｂ＋２·（ｈ）＋４；Ｔｈ＝Ｃ＋２奉（ｈ）“；ＢＩ＝ＴＩ＋２０；％油箱内侧尺寸，长、宽、高Ｂｗ＝－Ｔ、卅２０；Ｂｈ＝Ｔｈ＋２０；Ｖｂｏｘ＝（Ｂｌ＋１０）·（Ｂｗ＋１０）＊（Ｂｈ＋１０）－ＢＩ木Ｂｗ·Ｂｈ；Ｍｂｏｘ＝Ｖｂｏｘ＊７．８５＂１０＾．６：、，ｏｉｌ＝Ｂｌ·Ｂｗ奉Ｂｈ－ｖ：％油箱体积％油箱重量％变压器油体积％变压器油重量％变压器总重量Ｍｏｉｌ＝Ｖｏｉｌ＊０．９＂１０＾－６；Ｍ＝Ｍｅ＋Ｍｗ＋Ｍｇｕ＋Ｍｂｏｘ＋Ｍｏｉｌ；％变压器损耗Ｐｃ＝Ｍｃ＇２６．９ｋｒｌ＝２：％磁心损耗，拟合公式求平均值％初次级交流电阻系数ｋｒ２＝１．１车（１．３＋２车（ｍ＾２—１）卑０．２１／３）；Ｒａｅｌ＝２．２４幸１０“－８·１１｝Ｎ１·１０＾－３／（０．６４幸ｍｌ·１０＾—６）宰ｋｒｌ；％初级交流电阻％初级绕组损耗％次级交流电阻％次级绕组损耗％绕组总损耗％变压器总损耗Ｐｗｌ－－１１＾２车ｌｋｌ：Ｒａｃ２＝２．２４·１０＂－８幸１２·Ｎ２幸１０／＇－３／（０．６４幸１０＾－６）＊ｋｒ２；Ｐｗ２＝１２＾２幸Ｒａｔ２；Ｐｗ＝Ｐｗｌ＋Ｐｗ乞Ｐｌｏｓｓ＝Ｐｃ＋Ｐｗ；％分布参数ａ＝０：西南交通大学硕士研究生学位论文ｔｏｒｋ＝ｌ：ｍ－１：第５７页ａ＝（ｍ－ｋ）＾２＋ａ：ｅｎｄｂ＝Ｏ：ｆｏｒｋ＝Ｏ：ｍ一１：ｂ＝３幸（１－ｋ／ｍ）·（１－（ｋ＋１）／ｍＨｌ／ｍ＾２＋ｂ；ｅｎｄＬｌｅａｋ－－－－４幸ｐｉ幸Ｎ１＾２宰１０Ａ．７·１２／（２幸Ⅵ幸（ｇｌ＋ｌ／ｍ＾２·ａ＋Ｄｃｕｌ／３＋ｌ／３·９２铀）幸１０＾－３；Ｃ１＝８．８５｝１０＾一１２·３．７幸也幸Ｙ１宰２／（３奉５）幸１０ＡＣ１２＝８．８５事１０ＡＣ２＝８．８５·１０Ａ３；％漏感％初级绕组分布电容％初次级绕组分布电容％次级绕组分布电容１２·２．２５幸１２曩Ｙ１毒２＊（ｎ／ｍ一１）＂２／（３·９１）事１０＾－３：１２·２．２５｝１２·Ｙ１／３丰３｝（ｍ·１）簟（ｎ／ｉｎ）＾２／（３·９２）宰１０＾－３／６；Ｃｓｔｒ＝－Ｃ１＋Ｃ１２＋Ｃ２；％变压器总的分布电容，等效至初级ｔ＝－Ｐｌｏｓｓ／（５幸１０＾－３·Ｓ宰１０＾一２）；％变压器温升西南交通大学硕士研究生学位论文第５８页附录２漏感、分布电容、电场和温升仿真部分程序１．漏感仿真部分程序！施加载荷及边界条件ａｓｅｌ，Ｓ，，，７２ｎｓｌａ，ｓ，１印，ｌ，ｖｏｌｔ，ａｌｌａｓｅｌ，ｓ，，，７２ｎｓｌａ，ｓ，Ｉ幸ｇｅｔ，ｎｌｌ，ｎｏｄｃ，，ｎｕｍ，ｍａｘｆ，ｎｌ１，ａｍｐｓ，ｉｌｎｓｅｌ，ｓ，ｎｏｄｅ，，ｎｌｌｃｍ，ｃｏｉｌｓ（１），ｎｏｄｅａｓｅｌ，Ｓ，ａｒｅａ，，７４ｎｓｌａ，ｓ，Ｉ＆ａｌｌ，ｘ；ｏｌｔ，Ｏ！求解／ｓｏｌｕａｎｔｙｐｅ，０ｃｎｖｔｏｌ，ａｍｐｓ，ｌ，ｌｅ－６ｃｎｖｔｏｌ，ｃｓｇ，ｌ，ｌｅ－６ｍａｇｓｏｌｖｆｉｎｉｓｈ／ｐｏｓｔｌｌｍａｔｒｉｘ，１，’ｃｏｉｌ＇，＇ｃｕｒ＇，’ｉｎｄ’２．分布电容仿真部分程序，！选择导体面上所有的节点，定义组件ａｓｃｌ，Ｓ，ａｒｅａ，，７，８ａｓｃｌ，ａ，ａｒｅａ，，１５，１６ａｓｃｌ，ａ，ａｒｅａ，，１９，２４ｎｓｌａ，ｓ，１西南交通大学硕士研究生学位论文ｃｍ，ｃｏｎｄｌ，ｎｏｄｅ！求解ａｌｌｓｅｌｆｉｎｉｓｈ／ｓｏｌｃｍａｔｒｉｘ，１，’ｃｏｎｄ’，４，０ｆｉｎｉｓｈ３．电场仿真部分程序！施加载荷及求解ｖｓｅｌ，ｓ，，，１ａｓｅｌ，Ｓ，ｅｘｔｎｓｌａ，ｓ，１ｄ，ａｌｌ，ｖｏｌｔ，Ｏａｌｌｓｅｌｖｓｅｌ，ｓ，，，２ａｓｅｌ，Ｓ，ｅｘｔｎｓｌａ，Ｓ，１ｄ，ａｌｌ，ｖｏｌｔ，６００／ｓｏｌｕａｎｔｙｐｅ，ｓｔａｔｉｃ！ｓｔｅａｄｙ—ｓｔａｔｅｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎｓｏｌｖｅｆ．ｍｉ４．温升仿真部分程序！施加生热率载荷ｖｓｅｌ，ｓ，，，３３，３４，１ｖｓｅｌ，ａ，，，３６，３７，１ｂｆｖ，ａｌｌ，ｈｇｅｎ，１．０８７ｅ６ｖｓｅｌ，ｓ，，，３，６，１ｂｆｖ，ａｌｌ，ｈｇｅｎ，２．３８ｅ５ｖｓｅｌ，ｓ，，，３５第５９页ｂｆｖ，ａＵ，ｈｇｅｎ，２．９ｅ５一堕塑奎望奎兰堕主堡窒竺兰垡笙窒——－———————————●———＿——＿———————————————————————————————————一一！定义空气自然对流边界条件ｓｆａ，ａｌｌ，，ｃｏｎｙ，１０，２９３兰鱼旦．夏１定义流体属性ｆｌｄａｔａｌ，ｓｏｌｕ，ｆｌｏｗ，ｔｆｌｄａｔａｌ，ｓｏｌｕ，ｔｃｍｐ，ｔｆｌｄａｔａ３７，ａｌｇｒ，ｓｅｇｒ，ｓｉｍｐｌｅｎｆｌｄａｔａ２，ｉｔｃｒ，ｅｘｅｃ，１５０ｆｌｄａｔａ，ｐｒｏｔ，ｄｅｎｓ，ｌｉｑｕｉｄｆｌｄａｔａｌ３，ｖａｒｙ，ｄｅｎｓ，ｔｆｌｄａｔａ８，ｎｏｍｉ，ｄｅｎｓ，８７７ｆｌｄａｔａ９，ｃｏｆｌ，ｄｅｎｓ，２７３ｆｌｄａｔａｌＯ，ｃｏｌ２，ｄｅｎｓ，－０．５ｆｌｄａｔａｌ１，ＣＯｌ３，ｄｅｎｓ，０ｆｌｄａｔａ７，ｐｒｏｔ，ｖｉｓｅ，ｃｏｎｓｔａｎｔｆｌｄａｔａ８，ｎｏｒａｉ，ｖｉｓｃ，０．００６ｆｌｄａｔａ７，ｐｒｏｔ，ｃｏｎｄ，ｃｏｎｓｔａｎｔｆｌｄａｔａ８，ｎｏｍｉ，ｃｏｎｄ，Ｏ．１２８ｆｌｄａｔａ７，ｐｒｏｔ，ｓｐｈｔ，ｃｏｎｓｔａｎｔｆｌｄａｍ８，ｎｏｍｉ，ｓｐ咄１８９２ａｃｅｌ，０，一１０，０ｆｌｄａｔａ３４，ｍｉｒ，ｔｅｍｐ，Ｏ．１ｆｌｄａｔａ３４，ｍｉｒ，ｍｏｍｅ，０．３ｆｌｄａｔａ３３，ａｄｖｍ，ｔｅｍｐ，ｉｎｓｔｌｆｌｄａｔａ３３，ａｄｖｍ，ｍｏｍｅ，ｎｌｓｉｌｆｌｄａｔａｌ８，ｍｅｔｈ，ｐｒｅｓ，ｌｆｌｄａｔａｌ９，ｔｄｍａ，ｐｒｅｓ，１００西南交通大学硕士研究生学位论文第６１页攻读硕士学位期间发表的论文［１】张朋朋，高国强，向欣，刘庆想．高频变压器分布电容的测量．电源技术应用．２００９（２）：２７—２９：［２］向欣，张政权，张朋朋，刘庆想．谐振法消除高频变压器分布电容影响的研究．电力电子技术．（已录用，稿件号０８５３５）［３】向欣，刘庆想，张朋朋，陈彬．三电平ＺＣＳ充电结构的工作特性研究．电源技术应用．２００９（４）：３３—３７［４］张政权，高国强，刘庆想，向欣，张朋朋，魏茂华．４２ｋＪ／ｓ数字式高频高压恒流充电电源的研制［Ｃ］．全国高功率微波技术会议．中国绵阳．２００８．大功率高频开关电源变压器的优化设计

作者：

学位授予单位：

张朋朋

西南交通大学

1.期刊论文 王明炎 单端反激式开关电源高频变压器设计 -中国科技信息2010,\"\"(4)

随着电子技术的发展,对电源小型化的要求越来越高.开关电源以体积小、重量轻、用材少、效率高等特点逐步成为电子工程师首选对象;而单端反激式开关电源在小功率开关电源中结构最为简单,且易于实现多电压输出.本文详细叙述了单端反激式开关电源中高频变压器的设计原理,并给出具体设计示例.

2.学位论文 彭爱丽 高频变压器磁饱和电流测试方法研究 2008

开关电源具有转换效率高、体积小、控制精度高等优点，广泛应用于消费类电子、通信、电气、能源、航空航天、军事等领域，其性能的优劣直接影响电子设备的性能。

高频变压器是开关电源的主要部件。在实际应用中，经常因为高频变压器设计不合理或制作工艺不佳而损坏开关电源。而高频变压器磁饱和是造成故障的重要原因。在磁饱和时，一次绕组的电感量LP明显降低，以至于一次绕组的直流电阻和内部功率开关管的功耗迅速增加，导致一次侧电流急剧增大，有可能内部的限流电路还来不及保护，功率管就已经损坏。最终导致高频变压器很烫，芯片过热；当负载加重时输出电压迅速跌落，达不到设计输出功率。

变压器一般由磁芯和绕组组成，由于磁芯材料的B—H曲线的非线性特性，当磁感应强度B增大到一定程度时就不在随外磁场强度H发生近似线性变化，而是趋于稳定，造成磁芯饱和。本文从电与磁的相关理论出发，分析了高频变压器发生磁饱和电流与其他参量的关系，得出结论：在理想状态下，磁饱和电流的大小只与一次绕组LP的匝数有关，而与频率、电压、占空比等参数无关；测试时，所加电压幅值越大需要的信号频率越大，即当磁芯饱和时，检测信号的电压幅值与频率的比值趋向一常数。然后，在对常用开关电源高频变压器磁芯分析的基础上，针对反激式变压器常用的铁氧体磁芯提出了一种利用低频、小电压模拟高频、大电压条件下磁芯工作状态检测磁饱和电流大小的方法。通过实验，验证了上述方法是安全，正确可行的。

本文还针对与检测磁饱和电流相关的其他一些问题做了阐述和分析，如直流偏磁造成的磁芯饱和问题以及温度等因素对检测结果的影响问题等。 最后，针对实验输出波形的特点，提出了自动化检测方案。

3.期刊论文 黎健荣 开关电源中的高频变压器设计 -科技信息（科学·教研）2007,\"\"(29)

本文从理论结合实际工程经验的角度,阐述了开关电源中高频变压器的设计要点,并举出实例,介绍了开关电源中高频变压器的设计方法,为广大技术人员提供重要参考.

4.学位论文 吴胜益 基于TOPSwitch-Ⅱ的单端反激式开关电源的研究 2006

随着电力电子技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活关系日益密切，而任何电子设备都离不开可靠的电源。进入90年代，开关电源相继进入各种电子、电器设备的应用领域，如程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等。当今开关电源正向着集成化、智能化、绿色化的方向发展，高度集成、功能强大的单片开关电源代表着当今开关电源发展的主流方向。 本论文分为五章：

第一章介绍了开关电源的发展史、分类及其发展趋势，同时还介绍了开关电源常用的几种控制方法，在比较了电流控制和电压控制两种模式特点的基础上，重点阐述了电流型控制开关电源的工作原理和优点。最后讲述了本课题的研究意义和工作内容。

第二章首先讲述了电流型反激式开关电源的工作原理，其次，介绍了峰值电流型控制方法的优缺点，最后介绍了专用的电流型控制芯片——TOPSwitch-Ⅱ的内部结构及其工作原理。

第三章在分析开关电源工作在断续状态下的基础上，推出了电流型反激式单输出开关电源系统的稳态数学模型。为以下的电路设计、分析、计算其稳态和动态性能下的一些参数提供有力的依据。

第四章围绕着电流型反激式开关电源的设计和实现进行了研究。从理论和实验两方面较为深入地研究了单片集成开关稳压电源的特性，并介绍了电流型单端反激式开关电源的设计方法。依据给定的技术参数，进行了主电路元器件的选型，并确定了电源各部分电路的结构，并进行了电路实验。 第五章给出了电源的试验波形，分析了电源输出纹波产生的机理，并提出了一些降低纹波的有效方法和措施。 文章的最后对所做的工作和取得的结论进行了总结。

5.期刊论文 陈保国.庞志锋.李向荣.Chen Baoguo.Pang Zhifeng.Li Xiangrong 开关电源高频变压器的设计 -河北工业科技1999,16(2)

在无工频变压器的开关电源中,高频变压器的设计是其关键技术.本文首先介绍开关式集成稳压器的分类和开关电源的电路原理,然后重点阐述高频变压器的设计.

6.期刊论文 杨文广.杨玉岗.李洪珠.高奇.YANG Wen-guang.YANG Yu-gang.LI Hong-zhu.GAO Qi 基于PowerEsim的开关电源的高频变压器设计 -仪器仪表用户2009,16(2)

高频开关电源中.变压器受更多寄生参数的影响,对开关电源的影响也越来越大.因此,高频开关电源设计时,高频变压器的设计是重中之重.本文对高频变压器的设计进行了分析.应用PowerEsim软件对变压器的参数进行了优化,提高了开关电源的效率.

7.期刊论文 毛照中.李连玉.杨琛 一种反激式开关电源高频变压器的设计方法 -科技致富向导2010,\"\"(1)

以优化高频变压器的磁芯功率损耗和绕组功率损耗为目标,以单端反激式变压器为例建立了高频变压器的总功率损耗计算模型.在该功率损耗计算模型的基础上结合从系统角度设计开关电源的方法,采用一种基于模拟退火算法的高频变换器的优化设计方法,得到了设计参数的最优取值.

8.学位论文 谢秀镯 基于DSP的智能通信开关电源设计及开发 2007

高频开关电源系统具有体积小、重量轻、高效节能、输出纹波小等优点，现已开始逐步成为现代通信设备的新型基础电源系统。本文针对目前通信电源系统中模拟控制方法所存在的控制电路结构复杂，一旦设计完成控制策略就不能改变等固有缺点，采用基于DSP的数字控制方式，设计了一款

48V/50A的通信高频开关电源，利用小信号模型，建立电压环与电流环双环控制结构，直接生成数字PWM波形，经脉冲变压器隔离，驱动主电路与功率因数校正电路的功率开关管，较好的克服了以上缺点。

本文在研究中，利用了软开关技术以提高电源转换效率，采用了全桥移相控制ZVSPWMDC/DC变换器作为电源的主变换电路，分析了全桥移相控制变换器的工作原理及各个时刻的电路特征，并针对全桥移相控制变换器副边占空比丢失的问题，结合当前采用的解决方案，提出了保留高频变压器原边串联的谐振电感以及在滞后臂处增设辅助谐振网络，分析了该结构的工作原理，从而实现超前臂和滞后臂开关管的零电压开关。

本文按照高频开关电源的设计步骤，对主要元器件进行了参数的计算以及选型，利用PSpice软件对所设计的主电路进行了仿真分析以及参数优化。提出了一种新颖的基于DSP的数字化移相脉冲生成办法，该方法充分利用DSP内部的全比较资源，产生的脉冲经过脉冲变压器隔离，直接驱动主电路以及有源功率因数校正电路的功率开关管。并建立了移相全桥变换器的小信号模型，给出了该系统的传递函数，利用Matlab进行Bode图的绘制，证明所建立的电压环与电流环双环控制系统是稳定的。同时介绍了功率因数校正电路，重点分析了两级有源功率因数校正的工作原理，并给出了Boost电路的传递函数，并给出了基于Matlab/Simulink的仿真结果，针对数字控制中的采样值，分别设计了有源功率因数校正电路的输入电压、输入电流和输出电压的采样电路。

本电源的输出电压为48V，功率为2400W，开关频率为100KHz，纹波系数不大于±0.2％，电源效率不低于88％，功率因数不低于0.99。

9.期刊论文 邱云兰.QIU Yunlan 基于TOPSwitch-GX反激式变换器的高频变压器的设计 -现代电子技术2009,\"\"(21)

随着电力电子技术的发展,开关电源的应用越来越广泛.反激式变换器以其设计简单,体积小巧等优势,广泛应用于小功率场合.其中,高频变压器承担了传递功率、隔离等作用,是设计中极为关键的一环.介绍TOPSwich-GX系列芯片的工作原理,并以一个基于它的单输出反激式变换器为例,详细阐述了高频变压器设计的原理和步骤,对设计实践有很好的指导意义.

10.期刊论文 董纪清.陈为.卢增艺.DONG Ji-qing.CHEN Wei.LU Zeng-yi 开关电源高频变压器电容效应建模与分析

-中国电机工程学报2007,27(31)

该文分析了开关电源中高频变压器在考虑了变压器绕组导体的电位分布情况下的电场储能特性和共模电磁干扰发射特性.指出采用一端口入端电容描述电场储能效应,而采用二端口转移阻抗电容描述共模电磁干扰发射效应,并提出了相应的参数计算方法.在此基础上,建立了新的高频变压器电容效应模型,该模型可以同时兼顾变压器的电场能量储存特性和共模噪音抑制特性,能合理地揭示变压器内共模噪音电流的流动机理.实验和仿真结果均验证了理论分析和模型.

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下载时间：2010年10月15日